- •Оглавление
- •1. Общие вопросы цифровой обработки сигналгов
- •1.1. Основные расчетные алгоритмы для цифровых фильтров
- •2. Дискретные линейные системы
- •2.1. Модель дискретной линейной системы
- •2.2. Линейное разностное уравнение первого порядка
- •2.3. Частотная характеристика цепи первого порядка
- •2.4. Геометрическая интерпретация частотной характеристики
- •2.6. Обратное z-преобразование
- •2.7. Теорема о свертке
- •2.8. Теорема о комплексной свертке
- •2.9. Решение разностных уравнений первого порядка с помощью z-преобразования
- •2.10. Решение разностных уравнений второго порядка с помощью z-преобразования
- •2.11. Двустороннее z-преобразование
- •2.12. Цепи для разностного уравнения второго порядка
- •3. Расчет цифровых фильтров в частотной области
- •3.1. Синтез цифровых фильтров
- •3.2. Различные методы расчета цифровых фильтров
- •3.3. Применение принципа инвариантности импульсной характеристики
- •3.4. Коэффициент передачи цифровых резонаторов
- •3.5. Расчет цифровых фильтров на основе непрерывных фильтров с нулями на бесконечности
- •3.6. Определение цифрового фильтра с помощью квадрата модуля передаточной функции
- •3.7. Расчет цифровых фильтров путем билинейного преобразования функции непрерывного фильтра
- •3.8. Фильтры на основе частотной выборки
- •3.9 Метод частотной выборки
- •4. Эффекты квантования в цифровых фильтрах
- •4.1. Постановка задачи
- •4.2. Ошибки, вызываемые неточными значениями постоянных параметров
- •4.3. Ошибки, вызываемые аналого-цифровым преобразованием
- •4.4. Ошибки, вызываемые квантованием произведений
- •4.5. Эффект мертвой зоны
- •4.6. Формулы для шума округления при различных реализациях цифровых цепей
- •4.7. Пример. Различные структуры цепи с двумя полюсами и одним нулем
- •5. Дискретные преобразования фурье
- •5.1. Дискретное преобразование Фурье
- •5.2. Алгоритм Герцеля
- •5.3. Быстрое преобразование Фурье
- •Прореживание по времени
- •Прореживание по частоте
- •5.4. Соотношение между прореживанием по времени и прореживанием по частоте
- •Заключение
- •394026 Воронеж, Московский просп., 14
4.3. Ошибки, вызываемые аналого-цифровым преобразованием
Как показано в § 4.1, ошибки, вызываемые квантованием (будем полагать, что в этом и последующих параграфах рассматривается квантование типа округления) аналогового входного сигнала перед его поступлением в вычислительную машину, можно аппроксимировать независимыми отсчетами случайных переменных, имеющими плотность вероятности в соответствии с рис. 4.2 и дисперсию, определяемую уравнением (4.2), Если пренебречь всеми остальными ошибками, то можно вычислить дисперсию выходного сигнала y(пТ) с помощью теории шума для линейных систем. Так как сигнал и шум независимы, то можно приступить к вычислению шумов, не обращая внимания на сигнал. Пусть фильтр определяется передаточной функцией Н(z) и весовой функцией h(пТ). Тогда выходной сигнал f(пТ), если входной сигнал состоит из отсчетов шума е(пТ), можно выразить сверточной суммой (см. § 2.7):
(4.8)
Допустим, Что входной шум е(пТ) начинается при n = 0, а до этого был равен нулю; предположим также, что выходной сигнал f(пТ) был равен нулю до появления сигнала на входе. Уравнение (4.8) определяет линейные дискретные системы, оно особенно полезно, когда используется линейная теория шума.
Чтобы найти дисперсию f(пТ), вспомним наше допущение из § 4.1 о том, что каждый отсчет шума в (4.8) некоррелирован и имеет дисперсию . Таким образом, в любой момент времени пТ дисперсия f(пТ) есть просто сумма дисперсий каждого члена в (4.8). Поэтому дисперсия любого заданного члена есть . Таким образом, общая дисперсия равна
(4.9)
Заметим, что в (4.9) в некотором смысле зависит от времени, поскольку она является функцией числа итераций п. Так как h2(пТ) должен быть положительным, то должна увеличиваться с ростом n, начиная с некоторой начальной минимальной величины. Это допустимо, так как на выходе не будет большой величины дисперсии сразу же после появления шума на входе. В действительности дисперсия на выходе нарастает и достигает почти такой же асимптоты, какую создает сигнал в виде скачка при воздействии на линейную дискретную систему. Установившееся состояние наступает всегда, если только полюсы фильтра не лежат точно на единичной окружности. В предположении, что установившееся состояние наступило, другими словами, что правая половина (4.9) достигла с увеличением п конечной асимптоты, можно вывести из (4.9) другую формулу, из которой обычно легче получить численные результаты. Воспользовавшись определением z-преобразования в соответствии с (2.7) и учитывая, что Н(z) и h(пТ) являются парой преобразования, можно записать
(4.10)
Теперь умножим обе части равенства (4.10) на и выполним интегрирование вдоль замкнутого контура. Для того чтобы имелась возможность в (4.10) заменить интегрирование суммированием, необходимо, чтобы контур интегрирования проходил в области сходимости не только Н(z), но и Н(1/z). Исходя из предпосылок § 2.8, можно удостовериться, что единичная окружность является подходящим контуром интегрирования для стабильных фильтров. Если правая часть (4.10) интегрируется почленно, то согласно интегральной теореме Коши все члены дадут нуль, за исключением члена при т = l. В результате получим
(4.11)
Сравнивая (4.9) и (4.11), видим, что правая часть (4.11) приводит к новой формуле для вычисления дисперсии выходного шума в установившемся режиме, т. е. при . Это выражение часто легче применять для отыскания дисперсии (исключение составляют некоторые специфические фильтры), так как вычисление интеграла для линейных дискретных цепей всегда возможно с помощью теоремы Коши о вычетах.
Читатель может заметить, что выражение (4.11) было уже получено в § 2.8 с помощью теоремы о комплексной свертке.