книги из ГПНТБ / Микроминиатюризация элементов радиоэлектронной аппаратуры
..pdfСП
О
збеньео
"потерь
j/Sa з£гна с
учетом по терь .
потерь
потерями
Таблица 2
Усилитель с характеристикой |
и .ютель.-гое.ъа öOfPtnepöopca |
. dz=- -оdt ; dr=d, ; - dy = -
•^rjzdll гі2
|
|
|
|
(*de}/-ôj(/+éV(f-ey |
J |
|
||
dg= -ad, ; |
dr =df |
*-6j; |
d«=d |
(l a-ej |
? |
-dy=-sd, |
|
|
|
|
|
|
'1-я) |
' S |
= a Ѵк/гХЛЬ-ІО |
* |
|
dz =-od, ; dr=d, |
-dy=-Sdt ; d. « d, fs-a) . |
|
|
|||||
2 R |
„ |
я |
JO-m |
'•)z(3*a-ô)be(</-âJ |
. |
|
||
|
|
|
(1-m-l-'г(иЗоfôj |
+ £a2{/->Sj . |
|
|||
|
|
|
|
2 (t*o) |
|
|
|
о = 0+6 + С*i*-°«£-Q6d*)2 |
d. |
фильтров в волноводном, коаксиальном или полосковом испол нении и проконтролировать электрические параметры создан ной конструкции по элементам при настройке усилителя.
|
|
|
|
|
|
ЛИТЕРАТУРА |
1. А л ф е е в |
В. Н. Радиотехника |
низких температур. |
М.. «Сов. радио», |
|||
1966. |
|
|
|
|
|
|
2. |
G e t s i n g e r X. J, |
Prototypes |
for use in Broadbanding Reflection |
|||
Amplifiers IEEE Trans PTGMTT-11 November, 1963. |
|
|||||
3. |
D i s h a l . |
Design |
of dlssipative |
bandpass filters |
producing desired |
|
exact |
amplitude |
frequency characteristics |
PIRE. 37, September, 1949. |
|||
4. |
Л е в и т а н |
Г. И., |
В о с т р я к о в |
Д. И. Синтез полиномиальных по |
лосовых фильтров с Чебышевской характеристикой избирательности. «Элек тросвязь», № 2, т. 1, 1961.
5. M а т т е й Д. Л. и др. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи свя зи. М., «Связь», 1971.
6. Ф е л ь д ш т е й н А. Д., Я в и ч Л. Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М., «Связь», 1971.
r -I- |
|
|
|
|
УДК 621.396.96 |
|
|
|
И. Н. Бобров, В. Д. Соломенчук |
||||
I |
МАШИННОЕ ПРОЕКТИРОВАНИЕ |
|||||
|
|
ВОЛНОВОДНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ |
||||
МИКРОМИНИАТЮРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ СВЧ |
||||||
|
В работе рассмотрен |
один |
из |
методов |
машинно |
|
го |
проектирования |
устройств СВЧ, |
основанный |
на пря |
||
мых |
численных |
методах |
решения |
волноводных |
задач. |
|
Микроминиатюризация |
радиоаппаратуры, охватывавшая |
|||||
по мере совершенствования |
методов технологии все более вы |
сокочастотные диапазоны, в последние 5—6 лет распространи
лась на диапазон СВЧ.
Это стало возможным благодаря созданию полупроводни ковых приборов СВЧ, выполняющих все основные радиотехни ческие функции. Однако по мере внедрения полупроводнико вых приборов в практику, становилось ясно, что дальнейшая миниатюризация СВЧ устройств ограничивается не размера ми активных полупроводниковых приборов, а размерами вол новодных элементов.
51
Это объясняется тем, что полная постановка задачи синте за волноводных устройств приводит к краевой задаче для си стемы уравнений Максвелла, которая в подавляющем большин стве случаев не имеет простых аналитических решений. В свя зи с этим получили интенсивное развитие различные косвенные методы синтеза волноводных устройств, справедливые лишь при выполнении определенных ограничений. Необходимость учета соответствующих ограничений приводит к тому, что син тезируемые устройства имеют большие габариты и, кроме то го, проектирование конкретных устройств зачастую сопряжено с трудоемкой экспериментальной подгонкой. Поэтому для дальнейшей миниатюризации СВЧ устройств особое значение приобретает разработка более совершенных методов теорети ческого анализа и синтеза волноводных устройств, основанных на непосредственном решении краевой задачи для системы уравнений Максвелла.
В данной работе рассматривается один из методов прямо го электродинамического синтеза согласующих устройств ши рокополосного транзисторного усилителя СВЧ.
Задача синтеза решается при следующих ограничениях:
1) согласующие устройства представляют собой отрезки не регулярной симметричной экранированной полосковой линии;
|
Рис. 1 |
|
2) |
профиль внутреннего проводника полосковой |
линии |
(рис. |
1) на каждом из участков между экстремальными |
точка |
ми определяется выражением
52
J |
— Ж |
5 |
X, |
2* |
|
|
|
p« (у) = ! |
2г. |
|
V — 2тВ |
||
S l n 1 — 5 — У |
||
где |
|
, |
при |
л; < |
.4 |
, |
, |
при |
л: > |
А |
, |
= Ук + І — У к . |
а н = |
Хк — Xk -|і |
|
В |
|||
|
|
3) область допустимых размеров центрального проводника определяется неравенствами:
(к — I , 2 , . . . , / я ) ;
Вft -<^. ВыаііС
4) согласующие устройства являются обратимыми и реак тивными четырехполюсниками.
Входное |
|
|
_ |
— . і . і |
|
Усилите кыіый |
|
ьыходное |
|
||
согчшющае |
|
|
|||
ПРИБОР |
|
|
|
|
|
УСТРОЙСТВО |
|
^строиетьо —rf~— |
|||
XII |
і! |
||||
|
|
|
|
с |
Гк |
Рис. 2
С учетом последнего ограничения обобщенную схему уси лителя можно представить в виде каскадного соединения четы рехполюсников (рис. 2).
Известно, что коэффициент передачи усилителя будет мак симальным при оптимальном согласовании на входе и выходе усилителя. В этом случае элементы матрицы рассеяния входно
го согласующего |
устройства должны |
|
удовлетворить уравне |
ниям: |
|
|
|
Г2 |
^ г о п т > |
|
О) |
Г2 = |
5|й + -Т=Уг- |
« |
(2) |
г , - г |
; - , |
|
(3) |
аз
|
2опт |
(4) |
|
1 ~ |
S Г* |
||
|
|||
1 |
э 2 2 А 2 о п т |
|
a элементы матрицы рассеяния выходного согласующего уст ройства должны удовлетворять уравнениям:
|
|
|
|
|
г — |
г |
|
|
(5) |
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Г |
«, |
•*- 5 |
|
* |
бопт > |
(6) |
||
|
|
|
4- |
|
|
|
|
Г Н |
|||
|
|
|
|
г,:; |
' |
1 |
- |
|
|
||
|
|
|
0 |
s s » r H |
|
||||||
|
|
|
1 1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
( 7 ) |
|
|
|
|
9(2) |
I |
( |
^ |
|
) 2 |
г;5опт |
(8) |
|
|
|
|
22 |
I |
1 |
_ |
|
5(2) |
Y" |
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
° І І |
А 5 о п г |
|
где |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Г |
|
=- |
.4, |
V |
^ |
- |
4 |
; fi |
j |
|
|
"ЗЛПТ |
|
|
2 ö t |
|
|
|
|
|
|
||
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
Г 5 о п т |
|
А2 |
± Ѵ Ж - * 7 |
^ ^ |
|
||||||
œ |
|
|
2ß, |
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Л = 1 + 1 S 2 2 |
!2 - ! Sn p - ! AS ; |
Д5* *S 1 [ 5 оо |
^ 1 2 ^ -1 * |
Рассчитывают элементы матрицы рассеяния прямыми чис ленными методами, изложенными в работах [1], [2]. Поскольку для синтеза входного и выходного согласующих устройств применяют аналогичные методы, то в работе приведена мето дика синтеза только одного согласующего устройства — вход ного.
Задачу синтеза |
входного согласующего |
устройства |
мож |
|||
но сформулировать |
следующим |
образом: |
необходимо |
подо |
||
брать граничные условия для системы |
уравнений Максвелла |
|||||
(конфигурацию центрального проводника линии) так, |
чтобы |
|||||
решения системы уравнений на входе и выходе линии |
(элемен |
|||||
ты матрицы рассеяния отрезка |
линии) |
наилучшим |
образом |
|||
удовлетворяли уравнениям (1) и |
(3). |
|
|
|
|
54
В такой постановке исходная задача синтеза может быть решена методами математического программирования. Для этого, воспользовавшись соотношениями ( 1 ) и (3), введем кри терий качества согласования в следующем виде:
Q (X) |
= £ {I Г 2 0 П Т (щ) - |
Г 2 (о,) |
|' + ! Г ; (<*>,) - |
Г, |
К ) |
Н , (9) |
||
где ~Х — вектор входных параметров, определяющих |
конфигу |
|||||||
|
рацию центрального проводника полосковой линии. |
|||||||
Решение задачи сводится к минимизации заданного пока |
||||||||
зателя |
качества |
Q на |
допустимом |
множестве |
векторов |
|||
Х=(хи х2, ...,*„): |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Q (Х) -+ мин , |
|
|
|
( 1 0 ) |
||
|
|
|
X |
е S |
|
|
|
|
где множество S задается системой неравенств |
|
|
|
|||||
|
S '• -"-(мин |
-^і |
-*-;макс ) |
( ' — |
1 ) 2 , . . . , |
tri) . |
||
Решение этой задачи |
|
|
|
|
|
|
||
|
|
X* = arg мин Q (X) |
|
|
|
|||
достигается на множестве |
S* |
|
|
|
|
|
||
~X*eS* |
|
|
|
. |
|
|
|
|
Это множество может состоять из одного элемента, кото рый называется целью. Однако решение этой задачи в общем случае сопряжено с большими затратами машинного времени, поэтому в работе рассматривается так называемая s-задача, т. е. определяется решение X*, отличающееся по показателю качества не более чем на е > 0 :
Q (X*) < мин Q (X) + s . |
0 0 |
Эта задача в пространстве оптимизируемых параметров (А'} имеет уже целую область S* решений X*, и, следовательно, можно при снижении требований к точности определения экс тремума существенно уменьшить объем вычислительной ра боты.
Выбор той или иной стратегии поиска экстремума опреде ляется прежде всего характером функции показателя качества, которая на допустимом множестве 5 может быть унимодаль ной или мультимодальной.
55
Мод<ии,Р0й>Ание
еходны* П . \ Р Л М « Т » О В
1110 РйбнамгРномѵ Ъ А ^ О Н Ѵ
Вычисление
Q(X)
Счетчик цислк
У С П Е Ш Н Ы Х ИСПЫТАНИИ
а.
О прад,йл<?.ниг
1
Гл£Ч8Т ОБМСТИ И5М«Н«ИИЯ
пгр<гн<г(шых ни к-и шлгг ArtX-t-rndxYuc-mln-X-ue
Рис. з
Общие методы выяснения унимодальности функций неиз вестны. Однако, исходя из практики оптимизации, полагают, что унимодальность функции показателя качества в многомер ном случае маловероятна [3]. Поэтому задачу синтеза согла сующих устройств в общем случае следует считать многоэкс тремальной, и для ее решения необходимо применить один из методов поиска глобального экстремума. Если относительно свойств функции Q(X) ничего, кроме непрерывности, неизвест но, то наилучшие результаты в поиске глобального экстремума могут быть достигнуты статистическими методами [4].
На рис. 3 приведен один из алгоритмов случайного поиска глобального экстремума, отличающийся малой вероятностью потери глобального экстремума и простотой учета ограниче
ний |
на входные параметры. Исходными данными для реализа |
|
ции |
алгоритма являются: выражение функции показателя ка |
|
чества Q(X); |
допустимое множество входных параметров |
|
5: хШии^.х<хі:мкс |
(/=1, 2, ... , m); начальное значение функ |
|
ции Qo{X). |
|
В заключение необходимо отметить, что приведенный в ра боте алгоритм является универсальным и позволяет опреде лять глобальный экстремум произвольной функции с большой точностью, однако его реализация сопряжена с большими за тратами машинного времени. Эффективность поиска можно значительно повысить, если организовать вычисления на ЦВМ в полуавтоматическом режиме, предусматривая возможность вмешательства человека для изменения стратегии поиска.
ЛИТЕРАТУРА
1. Б о б р о в И. Н., С о л о м е н ч у к В. Д. Об одном численном методе определения матрицы рассеяния отрезка нерегулярной полосковой линии. В настоящем сборнике.
2. |
С в е ш н и к о в |
А. Г. К обоснованию метода |
расчета нерегулярных |
||
волноводов. «Журнал вычислительной математики и |
математической физи |
||||
ки», т. 3, № 1, |
1963. |
|
|
||
3. |
У а й л д |
Д . |
Д ж. Методы поиска экстремума. М., «Наука», 1967. |
||
4. |
Р а с т р и г и |
н |
Л. А. Статистические методы поиска. М., «Наука», 1968, |
У ДК 621.396.622.23
В. M. Антропов, Ф. Л. Гладыш
НЕКОТОРЫЕ ОСОБЕННОСТИ КОМПЛЕКСНОГО ПРОЕКТИРОВАНИЯ СВЧ ИНТЕГРАЛЬНЫХ СХЕМ
В статье рассмотрены |
требования |
к интегральным |
||||
схемам, |
используемым в |
составе |
многоканальных |
фази |
||
рованных |
антенных решеток (ФАР). |
Некоторые |
особен |
|||
ности их проектирования |
показаны |
на примере |
выбора |
|||
типа и анализа входных |
приемных |
|
устройств. Приведена |
|||
методики расчета преобразователей |
|
СВЧ |
входных |
прием |
||
ных устройств с использованием |
графиков. |
|
Достигнутые за последнее время успехи в области микро электроники и технологии изготовления микросхем позволили решить такие задачи разработки и производства радиоэлек тронной аппаратуры, которые по техническим и экономическим соображениям были прежде нереальны.
.Наиболее важным шагом в проектировании радиоэлектрон ных систем, использующих достижения микроэлектроники и определяющих возможности ее развития, является создание многоканальных фазированных антенных решеток (ФАР). В каждый канал такой системы входят модули, состоящие из по следовательного соединения СВЧ элементов. К таким модулям предъявляют следующие требования:
—поперечные габаритные размеры не должны превышать приблизительно половины длины волны;
—минимальная потребляемая мощность и вес;
—идентичность амплитудных и фазовых характеристик;
—групповая технология изготовления;
—низкая стоимость.
Последнее требование — одно из наиболее важных, во мно гом определяющее возможности практического применения та ких систем, так как количество каналов может достигать не скольких тысяч и даже десятков тысяч в одном образце [2J.
Развитие методов математического моделирования широ кой номенклатуры СВЧ схем, достижения в области полупро водниковой техники и технологии сделали возможной априор ную оптимизацию характеристик проектируемых функциональ ных узлов и компонентов и их конструктивное и схемное по строение.
Представляется затруднительным дать достаточно общий взгляд на всю номенклатуру функциональных узлов и компо нентов, используемых в ФАР, не утратив при этом предметнос ти и логичности анализа. Поэтому все последующее рассмотре-
68
ние принципов построения устройств многоканальных ФАР и некоторых вопросов их проектирования проводится на приме ре СВЧ входных приемных устройств, как наиболее сложных и характерных.
Большинство из известных типов входных устройств, такие как мазеры и ЛБВ, не удовлетворяют требованиям примене ния в многоканальных ФАР из-за больших габаритов, веса и ряда других недостатков.
Полупроводниковые параметрические усилители и усили тели на туннельных диодах используют эффект регенерации, в связи с чем они узкополосны. Эти устройства критичны к ок ружающим температурам. При их использовании трудно до биться построения идентичных каналов и обеспечения высокой помехозащищенности систем.
В то же время в каждом входном устройстве после усили теля устанавливается преобразователь частоты. Поэтому было бы заманчиво получить на нем малый коэффициент шума и обойтись без УВЧ. При этом все остальные требования обеспе чиваются автоматически.
Рассмотрим предельные характеристики преобразователей СВЧ, обеспечивающие минимальный коэффициент шума.
Коэффициент шума преобразователей СВЧ определяют вы
ражением [1] |
|
|
|
|
|
F = L (tg - |
1 + Fa4) |
, • |
(1) |
где |
|
|
|
|
L |
— потери преобразования; |
|
|
|
tg |
— относительная температура шума диода; |
|
||
Fa.4 — коэффициент шума предварительного усилителя про |
||||
|
межуточной частоты |
(ПУПЧ). |
|
|
Для |
диодов с прижимным |
контактом, |
например |
Д405 и |
Д408, температура шума лежит в пределах 1,5—2,5, для совре менных диодов с барьером Шоттки эта величина получена ме
нее 1,1 и снижается |
при выборе повышенной промежуточной |
частоты. При таких |
значениях температуры шума выражение |
в скобках формулы |
(1) в основном определяется F„4, и можно |
записать |
|
|
F~LFm. |
Величина потерь преобразования зависит от крутизны пря мой ветви вольт-амперной характеристики и уменьшается с ее увеличением. Как показано в ряде работ [1, 4], минимальная величина потерь преобразования L = 3 дБ в широкополосном режиме и стремится к 0 дБ в режиме короткого замыкания или холостого хода для сигналов зеркальной частоты.
59