книги из ГПНТБ / Микроминиатюризация элементов радиоэлектронной аппаратуры

ческое применение ее затруднено из-за обилия эмпирических коэффициентов, от которых зависит точность модели.

ТЕМПЕРАТУРНАЯ ЗАВИСИМОСТЬ ХАРАКТЕРИСТИК МОПт

Известны следующие основные источники температурной нестабильности:

—температурная зависимость Фр, влияющая ка пороговое напряжение Ѵпоѵ\

—температурная зависимость подвижности \>eff.

К этим основным факторам можно добавить также легко учитываемую температурную зависимость тока утечки диода стока, так как при высоких Т° и больших напряжениях Ѵс ве­ личина этого тока возрастает и может возникнуть вопрос о включении его в рассмотрение.

Модель Фромана—Бентчковского и Вадаша [12] учитывает температурную зависимость параметров V„0f (без учета влия­ ния Т° на (^„.рассмотренного в работе [13]), в следующем виде:

Аппроксимация (25) требует серьезного эксперименталь­ ного подтверждения в данном диапазоне температур, так как из большинства работ, посвященных этому вопросу, следует:

УЧЕТ ПАРАЗИТНЫХ СОПРОТИВЛЕНИЙ ИСТОКА И СТОКА

Для одиночного МОПт последовательные сопротивления, связанные с диффузией истока и стока, обычно пренебрежимо малы по сравнению с сопротивлением канала, и их можно не

40

учитывать. Однако при проектировании и производстве МОП ИС распространенным практическим приемом является ис­ пользование диффузионных соединительных линий, что приво­ дит к значительному увеличению этих сопротивлений.

корректным является использование выражения, учитывающе­ го смещение подложки.

Все вышеизложенное справедливо для МОПт с достаточно длинными каналами. МОПт с короткими каналами (L ~ еди­ ниц мкм и менее) имеют специфические особенности.

МОДЕЛИ МОПт С КОРОТКИМИ КАНАЛАМИ

По мере уменьшения длины канала одномерное приближе­ ние, лежащее в основе всех предыдущих моделей, становится все менее точным. Для МОПт с длиной канала L порядка еди­ ниц мкм необходимо учитывать двумерность процессов в кана­ ле МОПт, а также влияние продольного поля па подвижность носителей. Двумерность процессов в МОПт рассматривается в работах [14, 15].

Армстронг и Матовая получили модель МОПт в следую­ щем виде [15]:

Подвижный заряд определяется уравнением

Уравнение непрерывности для тока вдоль канала.

41

Решение уравнений (26—28) предусматривает распределе­ ние потенциала, полученного после решения двумерного урав­ нения Пуассона для полупроводника и уравнения Лапласа для окисла:

В работе [15] излагается и методика решения уравнений (26-—30). ВАХ, полученные в [15], практически не отличаются от ВАХ, полученных на основе метода,"описанного в [14].

Зависимость подвижности от продольного поля может быть учтена в форме, аналогичной ранее рассмотренной зависимос­ ти (19) \xe(t: от поперечного поля:

( 3 1 )

2. Модель Ca и Пао [5] хорошо описывает ВАХ МОПт для длинных каналов при соответствующем выборе канальной подвижности.

3. При напряжениях затвора Ѵ3 ~ 10 В и более поле на по­ верхности полупроводника достигает значений, при которых оно активно влияет на величину подвижности. Поэтому модель МОПт требует учета зависимости подвижности от поперечного поля. Однако и при меньших напряжениях затвора подвиж­ ность у поверхности отличается от объемной.

До настоящего времени нет удовлетворительного выраже­ ния, определяющего подвижность в канале МОПт и сочетаю-

42

щего относительную простоту с достаточной точностью. В этом смысле модель Ратледжа и Армстронга [11] является инициа­ тивной попыткой, направленной на восполнение этого пробела. Ощущается необходимость дальнейшей работы в этом направ­ лении.

4. Наиболее полной можно считать модель Фромана—Бентч- ковского и Вадаша [12], которая учитывает конечную проводи­ мость стока в пентодном режиме (15; 17), зависимость под­ вижности от поперечного поля (20), паразитные сопротивления истока и стока. Замечания относительно учета температурной зависимости подвижности и учета паразитных сопротивлений в этой модели сделаны в соответствующих разделах обзора. Модель требует больших затрат машинного времени, чем мо­

несколько расширены) оправдано применение аппроксимаций Даса (12, 13) для этих режимов.

лами плохо описывают ВАХ МОПт с длиной канала L порядка единиц мкм и менее. Модели, учитывающие двумерный харак­ тер процессов в канале МОПт, требуют очень больших затрат машинного времени. Очевидна необходимость в дальнейшей работе, направленной на создание не очень сложной и доста­

43

УДК 621 372.5

И. H, Бобров, M, H. Гусева

СИНТЕЗ ШИРОКОПОЛОСНЫХ РЕГЕНЕРАТИВНЫХ СВЧ МИКРОМИНИАТЮРНЫХ ФИЛЬТРОВ С УЧЕТОМ ДИССИПАТИВНЫХ ПОТЕРЬ

с отрицательным сопротивлением) СВЧ без диссипативных по­ терь, позволяющий значительно упростить и сделать более по­ следовательным, по сравнению с существовавшими методами, расчет сигнальных цепей полосовых параметрических усилите­ лей СВЧ. Однако предложенный ими метод не позволяет рас­ считывать фильтры-трансформаторы, что не дает возможности рассчитать оптимальный режим работы, например, параметри­ ческого усилителя; кроме того, он не учитывает диссипативные потерн в резонансных контурах фильтра, что необходимо делать при синтезе малошумящих микроминиатюрных усили­ телей. Из-за указанных недостатков этот метод нашел ограни­ ченное применение.

На основе метода расчета полосовых фильтров, предло­ женного в раб.отах [3] и [4], возможен синтез широкополосных сигнальных цепей регенеративных СВЧ усилителей, лишенный указанных выше недостатков.

Синтез усилителей проводят по рабочим параметрам. Экви­ валентом усилителя принимают четырехполюсник, представ­ ляющий n-звенный фильтр с отрицательным, не зависящим от частоты сопротивлением в п-м контуре в режиме холостого хода. Эквивалентная схема усилителя представлена на рис. 1. Возможен синтез усилителя и в случае расположения отрицав

14

тельного сопротивления в- любом из контуров фильтра или в каждом контуре.

Л -

г — ¥ ~ г

Рис.

. При расчете задают усиление, рабочую полосу частот, не­ равномерность в полосе пропускания, затухание "в полосе за­ граждения и ожидаемую величину диссипативных потерь усн-

Рис. 2

лителя. Типичные функции передачи и отражения трехконтурного фильтра для Чебыщевскон аппроксимации представлены на рис. 2.

45

(4), целесообразно записать следующие соотношения:

47

сравнением коэффициентов при переменных с равными степе­

для усилителя с характеристикой избирательности Баттерворта

У".А

Рассчитанные значения затуханий контуров dt (в том числе и отрицательного затухания —rfv= - srf,)n коэффициентов свя­ зи А/./+1 полностью определяют сигнальную полосовую цепь усилителя, они дают возможность построить конструкцию

43