книги из ГПНТБ / Агаханян Т.М. Основы транзисторной электроники

для анализа переходных процессов. На рис. 5-8 приведены экви­ валентные схемы транзистора, которые применяются для анализа каскадов при усилении высокочастотных сигналов или импульсов

Величина зарядной емкости изменяется существенно с изме­ нением напряжения па переходе. Если амплитуда переменной со­ ставляющей напряжения на переходе в несколько раз меньше по­ стоянной составляющей, то при расчетах изменением зарядной емкости можно пренебречь и пользоваться ее дифференциальным значением. Если переменная составляющая тока в несколько раз меньше постоянной составляющей тока, протекающего через пере­ ход, то можно не учитывать и изменение диффузионной емкости перехода.

ра для высших частот.

о — при эмнттерном управлении; б — при ба­ зовом управлении.

Из приведенных в § 5-2 соотношений следует, что постоянные

вызываются реактивным действием эмиттерного перехода. Поэтому при анализе большинства практических схем, в которых влияние тока заряда или разряда емкости эмиттера Сэ проявляется слабо, эквивалентные схемы транзистора можно упростить, исключив из них емкость Сэ. При этом наиболее существенное действие со­

Влияние тока заряда (разряда) емкости эмиттера существенно, во-пер­ вых, при работе транзистора в режиме мпкротоков. В линейных усилителях этот режим применяется редко. Во-вторых, действие тока заряда (разряда) становится заметным в высокочастотных схемах, в которых искажение фронта импульса оказывается сравнимым с постоянной времени ха. При этом при­ ходится оставлять в эквивалентной схеме емкость Сэ , приняв ее равной:

в схеме с эмиттерным управлением

180

в схеме с базовым управлением

> э ( 1 + Р)"

Эти приближения не претендуют на высокую точность, но позволяют на единицу сократить число корней характеристического уравнения цепи, со­ держащей транзистор, ц тем самым заметно упростить расчеты.

На рис. 5-9 приведена Т-образная эквивалентная схема транзистора, в которой действие внутренней обратной связи характеризуется диффузион­ ным сопротивлением: базы ZQ. дцф. В этой эквивалентной схеме соответствую­

щим образом [Л. 51] пзмеиепо сопротивление эмиттерного перехода

В эквивалентной схеме рпс. 5-9 не удается объединить зарядные и диффу­ зионные емкости, что заметно осложняет анализ транзисторных каскадов, поэтому этой схемой пользуются сравнительно редко.

« г ,

•ок

Рпс. 5-9. Мало­ сигнальная экви­ валентная схема транзистора с диф­ фузионным сопро­ тивлением базы.

Необходимо пметь в виду, что действие диффузионной обратной связи оказывает заметное влияние на характеристики транзисторного каскада лишь при сравнительно высокооыном сопротивлении в цепи коллектора RK, когда •Ri< Э; г э /и . э к = (Ю1 —105 ) ом. Поскольку в большинстве практических случаев сопротивление RK обычно небольшой величины, то действием диффузионной

обратной связи можно пренебречь, исключив из эквивалентных схем генера­ тор u,a K uK или сопротивление ZQ,Д И ф.

Эквивалентная П-образная схема

Рассмотренные эквивалентные схемы представляют собой схемы замеще­ ния активного прибора, управляемого током. Транзистор является прибором, управляемым током (вернее, зарядом). Но его формально можно представить как прибор, управляемый напряжением. При этом транзистор заменяется эквивалентной П-образноп схемой, предложенной Джиаколетто [Л. 58].

На рис. 5-10 приведена эквивалентная П-образная схема транзистора при эмпттерном управлении. Основным параметром в этой схеме является крутизна характеристики транзистора S, определяемая приближенным выра­

жением

S = S e-jxto/(ua

1 + / : "ST

181

сдвига, равный 0,21 для диффузионных транзисторов u 0,21 + О.Зн для дрей­ фовых транзисторов.

Проводимости в цепи эмиттера g g , g"SQ и диффузионная емкость С'ъ д определяются следующими соотношениями:

Cu s r

позволяет более полно отразить запаздывание внутренней обратной связи и представить генератор тока частотно-независимым параметром S.

На рис. 5-11 приведена эквивалентная П-образная схема транзистора при базовом управлении. В ней использованы те же основные элементы, что и в схеме на рис. 5-10, со следующими изменениями: проводимость эмиттера представлена одним активным элементом, величина которой в (1 + В) раз меньше полной проводимости g 3 схемы на рпс. 5-10; емкость эмиттерного

перехода Сэ определена как Сэ — g 3 jqrp"-

При решении инженерных задач обычно применяют упрощенную экви­ валентную П-образную схему транзистора, которая приведена на рис. 5-12. Эта схема не претендует на высокую точность, однако проста и удобна для расчетов.

Для анализа транзисторных схем наиболее широко применяется эквива­ лентная Т-образная схема. Эта схема правильно отражает суть физических

182

процессов, происходящих в базе транзистора. Ее использование наглядно выявляет особенности транзисторных схем, зиаипе которых необходимо при решении практических задач. Эквивалентная П-образная схема заимствована пз ламповой электроники с той целью, чтобы использовать для транзисторов и электронных ламп одну и ту же систему параметров и соответствующий этой системе эквивалентный четырехполюсник и тем самым искусственно рас-

С*

простраипть на транзисторные схемы теорию ламповых схем, достигнувшую сравнительно высокого совершенства. Однако такая чисто формальная общ­ ность не приблизила теорию транзисторных схем к теории ламповых, а, наоборот, в ряде случаев служит источником недоразумений и ошибок. Между том анализ схем с учетом физических свойств усилительных элементов не только позволяет подчеркнуть отличительные особенности транзисторных и ламповых схем, но и установить их общие черты. Это дает возможность обоб­ щить те положения, которые действительно свойственны обоим видам схем.

5-5. ПАРАМЕТРЫ ТРАНЗИСТОРА-ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКА

Эквивалентную схему транзистора можно составить, представив его формально как активный четырехполюсник.

В настоящее время представлением транзистора в виде четырехполюсника пользуются главным образом для измерения его малоспгнальных параметров. Транзистор, работающий в активной области, обладает низким входным со­ противлением и сравнительно высоким выходным сопротивлением. При низ­ ком входном сопротивлении трудно осуществить на входе короткое замыкание по переменному току, так как даже небольшое измерительное сопротивление будет нарушать этот режим. При высоком выходном сопротивлении, наобо­ рот, трудно обеспечить холостой ход по переменному току: для этого требуется включить высокоомное сопротивление в выходную цепь, сравнительно боль­ шой перепад напряжений на котором может нарушать нормальный режим работы транзистора. Поэтому параметры транзистора удобно измерять в режи­ мах холостого хода на входе и короткого замыкания на выходе. При этом транзистор характеризуется системой Л-иараметров, определяемой матрицей

в прямом направлении при коротком замыкании навыходе; h22 — [-V^al j , = o~ выходная проводимость при холостом ходе на входе.

183

Этой системе параметров соответствует эквивалентная схема, которая показана на рпс. 5-13.

Велпчпны коэффициентов матриц зависят от схемы включения транзи­ стора, поэтому принято отмечать параметры дополнительным индексом: прп эмпттерпом управлении, когда общим электродом является база (схема с об­ щей базой), буквой 6, а при базовом управлении, когда общим электродом

В табл. 5-1 представлены формулы, позволяющие выразить матричные коэффициенты через физические параметры транзистора.

В этой таблице

184

Иногда встречаются ;/- п z-матрпцм:

/ 2 = 2 / 2 1 ^ 1 + 2/22#2 J ^ 2 = Z21/l + Z 22/ 2

Они обычно применяются при использовании матричного исчисления для расчета транзисторных схем.

5-6. ЗАВИСИМОСТЬ ПАРАМЕТРОВ ТРАНЗИСТОРА ОТ РЕЖИМА

ИТЕМПЕРАТУРЫ

Прежде всего рассмотрим зависимость дифференциальных пара­ метров транзистора от режима работы транзистора и температуры

сти микротоков коэффициент передачи тока эмиттера определя­

185

носителей (см. § 3-5, 4-2). При этом для р-п-р транзистора

Обычно рассматриваются зависимости от режима и темпера­ туры коэффициента передачи тока базы р, так как они более ярко

выражены, чем соответствующие зависимости коэффициента а. Зависимость дифференциального коэффициента передачи тока базы р от тока эмиттера имеет такой же вид, что и зависимость интеграль­ ного коэффициента передачи тока базы Рд- (см. рис. 4-18). Эта зависи­ мость в основном объясняется изме­ нением коэффициента инжекции с из­ менением тока эмиттера (см. § 4-2).

При высоких уровнях инжекции р^ уменьшается также и вследствие уменьшения среднего времени носи­ телей жизни заряда тгЛ>.

С увеличением температуры р возрастает из-за увеличения вре­ мени жизни носителей заряда (с повышением температуры уве­ личивается кинетическая энергия электронов, поэтому умень-

186

шается вероятность их рекомбинации с дырками). В дрейфовых транзисторах коэффициент передачи тока растет также из-за уве­ личения напряженности встроенного поля (Е0 ~ срг), что приводит к уменьшению среднего времени пролета носителей заряда.

Сопротивление эмиттерного перехода гэ та фг// э обратно про­

порционально току эмиттера, не зависит от напряжения коллек­ тора и прямо пропорционально температуре перехода.

Сопротивление коллекторного перехода

затем из-за уменьшения среднего времени пролета носителей за­ ряда %TN спад коллекторного сопротивления /•„ происходит мед­

из-за умножения носителей заряда в коллекторном переходе воз­ растает крутизна нарастания тока коллектора.

Сопротивление гк с повышением температуры возрастает по тем же причинам, что и коэффициенты передачи тока. При срав­ нительно больших смещениях UK с повышением температуры

токов спад re несколько замедляется из-за уменьшения подвиж­ ности носителей и.0 0 .

Сопротивление /-б возрастает с увеличением смещения коллек­ тора UK, так как при этом расширяется коллекторный переход, что приводит к уменьшению толщины базы W.

Зависимость гб от температуры связана с изменением удельной электропроводности а « UocQW У кремниевых транзисторов объем­ ное сопротивление базы ?-g с увеличением температуры обычно растет (рис. 5-16), так как при повышении температуры до 150—

200° С удельная электропроводность кремния, имеющего концен­ трацию примесей 'NK^ 101 4 am/см3, уменьшается [Л. 32]. У гер-

187

маниевых транзисторов с повышением температуры наблюдается сначала рост, а при температурах больше 40—60° С спад гс. Это явление также объясняется температурной зависимостью удельной электропроводности.

С увеличением тока эмиттера коэффициент цэк несколько умень­ шается из-за уменьшения ее/. Коэффициент и э к уменьшается с уве­ личением коллекторного смещения UK, так как при больших U«

Изменение дифференциальных параметров транзистора при­ водит к изменениям динамических параметров усилительного кас­ када: его коэффициента усиления, входного и выходного сопротив­ лении и т. д.

С изменением температуры происходит также отклонение ре­ жимных токов и напряжений от своих номинальных величин. Эти отклонения определяются температурной зависимостью статиче­ ских (интегральных) параметров транзистора.

Температурная нестабильность транзисторного каскада в ос­ новном определяется изменением обратного тока коллектора / к о , статического коэффициента передачи тока базы B,v и напряжения

что может привести к нарушению выбранного режима работы тран­ зистора.

Температурная зависимость обратного тока коллекторного пере­ хода определяется соотношениями, которые подробно рассмотрены в § 3-5. Для германиевых транзисторов в диапазоне температур от 0 до 90 °С изменение обратного тока можно определить по при­ ближенной формуле (3-16), из которой следует:

не влияют на режим работы каскада и необходимость в определе­ нии А/ко отпадает. В кремниевых транзисторах обратный ток

188

коллекторного перехода значительно меньше, чем у германиевых, поэтому изменения этого тока во всем диапазоне температур прак­ тически не приводят к заметному изменению, режима работы тран­ зистора.

Как уже отмечалось, коэффициент передачи тока базы с повы­ шением температуры увеличивается. Зависимость коэффициента Рдг от темнературы обычно определяют экспериментально. Снимая зависимость рд> = F (Т) в качестве параметра, целесообразно взять несколько типовых значений тока коллектора 1К (рис. 5-17). Коэф­ фициент Рл> является функцией тока базы /д и соответственно тока коллектора. В усилительных каскадах стремятся стабилизировать ток покоя, т. е. постоянную составляющую тока коллектора, при­ чем это достигается соответствующим изменением тока базы. С изменением температуры ток базы может меняться в широких пределах, и для определения A(3/v необходимо построить семейство характеристик |3дт = F (Т) для сравнительно большого числа зна­ чений /с- Используя же в качестве параметра / к , можно ограни­ читься графиками |3Л. = F {Т) для нескольких типовых значений 1К.

Изменение напряжения на эмиттерном переходе Ua с изме­ нением температуры в основном обусловлено изменениями темпе­ ратурного потенциала фг = k Tie и теплового тока эмиттерного перехода 13т- На основании выражения (4-20) можно показать:

небрежимо малы]. Такой режим работы характерен для усилитель­ ных каскадов. Учитывая, что температурная зависимость тепло­ вого тока описывается экспоненциальной функцией (3-15), на­ ходим:

Подставив выражения dl3x и <з!фг — Ф г - у - в формулу (5-57), получим:

189