книги из ГПНТБ / Губин, В. А. Пространственно-временная обработка радиолокационных сигналов (конспект лекций)
.pdf30
из одной линии с цепью |
обратной |
связи (р и с .2 .1 2 ) . |
Каждый им |
пульс, будучи задержан |
на период |
следования, вновь |
подается на |
вход и суммируется со следующим сигналом той же цели. Так все импульсы пачки последовательно складываются по мере их поступ ления на вход фильтра.
Чтобы схема не самовозбуждалась, необходимо установить ко эффициент усиления в замкнутой цепи меньше единицы. В результа те этого по мере рециркуляции сигнала величина ранее поступив ших его образцов постепенно уменьшается - память убывает, этим ограничивается время, в течение которого можно накапливать сиг налы. Однако конструктивно не представляет трудностей выполнить схему, которая интегрировала бы число импульсов, достаточное для формирования несфокусированной антенны больших размеров.
Взаключение следует отметить, что отличие корреляционного
ифильтрационного способов обработки сигналов иногда бывает чисто условным. Пример такого случая будет показан в следующей гл аве.
§2 .4 . ОПТИМАЛЬНАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛА С ПРОИЗВОЛЬНОЙ
НАЧАЛЬНОЙ ФАЗОЙ
Рассматривая оптимальную процедуру обработки сигнала в пре
дыдущем параграфе, мы не учитывали то обстоятельство, |
что |
си г |
|||
нал цели зависит не только от закона |
изменения фазы ср |
( t ) |
, |
||
но и от |
некоторой начальной фазы vp0 |
. Выражение ( 2 .1 ) |
для |
не |
|
которой |
L -й цели следует записать |
в виде |
|
|
|
|
u .(t) = £ /.(£ ) cos |
+ |
+ f iB] , |
( 2 . 10) |
|
где ip£0 - неизвестная начальная фаза.
Если в пределах антенного луча РЛС находится несколько це
лей ( л ) , то результирующее напряжение в приемном тракте РЛС можно представить как суперпозицию отдельных сигналов
U£(t) = £ UL(t)cos[wt + 9j„(t)+ 9£o] * |
(2*11) |
L=1 |
|
В этом суммарном сигнале содержатся составляющие, обусловленные
различными целями. Если в некоторой точке |
j |
с |
заданными коор |
динатами имеется цель, то закон изменения |
фазы |
|
и оги |
бающей импульсов отраженного сигнала этой |
цели |
Uj(t) может был |
|
рассчитан заранее, однако начальная фаза |
его ср.^ |
неизвестна. |
|
J
31
Поэтому оптимальную обработку сигнала по принципу корреля ционного приема потребовалось бы производить с априорным сигна лом
|
|
a ( t ) = A ( t ) c o s [ o o t |
|
» |
|
(2 .1 2 ) |
||
задавая |
ему |
всевозможные |
начальные |
фазовые |
сдвиги |
р . |
Лишь для |
|
одного |
из них p = |
эта |
процедура |
(2 .8 ) оказалась |
бы действи |
|||
тельно |
оптимальной^ и позволила бы оценить |
интенсивность |
отра |
|||||
жения |
j -й |
точки. |
|
|
|
|
|
|
Поскольку такое многократное повторение операций ( 2 . 8 ) ,
которые и без того весьма сложны, недопустимо, пользуются из вестным приемом, позволяющим оптимальным образом обрабатывать сигнал с неизвестной начальной фазой.
Априорный сигнал |
(2 .1 2 ) раскладывается на две |
ортогональ |
||
ные составляющие |
|
|
|
|
a ( t j =A (t)cos[cot + 9/!(tJ]cosp -A (t)sL n [a)t + 9/?( t ) J stn |
р . |
(2 .1 3 ) |
||
Для составляющих |
|
|
|
|
c ( t ) = |
cos [ c o t+<ря( * ) ] |
|
(2 .1 4 ) |
|
и |
|
|
|
|
s ( t ) =A (t)sL n [c o t+ |
^ ( t ) J . |
|
(2 .^ 5 ) |
|
вычисляются корреляционные интегралы |
|
|
||
г |
|
|
|
|
Qc = j u(t)c(t)dt |
, |
|
(2 .1 6 ) |
|
0т |
|
|
|
|
qs= | u(t)s(t)dt |
. |
|
( 2 .1 ? ) |
|
Далее находится их геометрическая сумма |
|
|
||
? =A |
Z + «5! ' |
' |
|
(2 .1 8 ) |
|
|
|||
Полученная величина используется для суждения об интенсивности сигнала данной точки радиолокационного изображения. Этой хорошо известной процедуре обработки соответствует функциональная с х е -
32
ма корреляционного приема (р и с.2 .1 3 ) , где указаны также услов ные обозначения элементов, выполняющих различные операции.
При обработке сигналов по промежуточной частоте согласован ными фильтрами проблема учета начальной фазы сигнала решается
Р и с .2 .1 3 . Схема корреляционной обработки сигнала с неизвестной начальной фазой
Р и с .2 .1 4 . Согласованный фильтр для обработки сигналов с неиз вестной начальной фазой
значительно проще. Выходной эффект фильтра практически не за висит от начальной фазы входного сигнала. Изменение ее значе ния приводит лишь к небольшим временным сдвигам выходного сиг нала. Если же после фильтра включен детектор, выделяющий оги бающую выходного напряжения (р и с.2 .1 4 ) , то для любых постоян ных фазовых сдвигов входного сигнала выходной эффект будет одинаков.
33
§ 2 . 5 . ОПТИМАЛЬНАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ ПО ВИДЕОЧАСТОТЕ
Обычно в системах формирования радиолокационного изображе ния сигналы когерентной РЛС обрабатывают не по высокой или про межуточной частотам , а по видеочастоте - после фазовых детекто ров.
Для определения структуры видеоустройств когерентной обра
ботки |
выразим величину |
Q |
в формуле |
(2 .1 8 ) |
через ортогональ |
|||||||||
ные составляющие сигналов. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
Представим формулы ( 2 . В ) |
и (2 .1 5 ) |
в |
виде |
|
|
|||||||||
|
c ( t ) - |
C(t)cO$(Ji)t |
+ s ( t ) |
sineLit |
' . |
|
(2 .1 9 ) |
|||||||
|
s ( t ) - |
S(t) c o s c o t |
+ C(t) sin |
cut |
, |
|
(2 .2 0 ) |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
где |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
c(t) |
= |
A (t)e o s |
сj>K ( t ) |
|
|
|
|
|
(2 .2 1 ) |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
и |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
s ( t ) |
= |
A ( t ) s in |
(fe ( b ) |
|
|
|
|
|
(2 .2 2 ) |
|||
- |
амплитуды |
ортогональных |
составляющих априорного |
сигнала. |
||||||||||
Аналогичным образом может быть выражен принимаемый сигнал: |
||||||||||||||
u(t) = u (t)cos |
co£ + (j?(fc)J= |
Uc ( t ) cos cot - |
Us (t) sin со t |
, (2 .2 3 ) |
||||||||||
где |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Uc (t) = U(t) cosep(t) |
|
, |
|
|
|
(2.2A ) |
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
tfs ( t ) = |
U (t) sL n cp (t) |
|
|
|
|
|
(2 .2 5 ) |
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
- |
напряжения принимаемого сигнала |
на |
выходе |
фазовых детек |
||||||||||
торов |
с ортогональными |
опорными |
напряжениями. |
|
|
|||||||||
Подставляя |
выражения |
( 2 .1 9 ) , |
( 2 .2 0 ) , |
(2 .2 3 ) |
в формулы |
|||||||||
(2 .1 6 ) |
и (2 .1 7 ) |
и производя тригонометрические |
преобразования, |
|||||||||||
получаем |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
34
<?с = |
(t)cos2cc td i t jc ( t) l£ ( t) |
cos cut-sin a ii d ! t - |
|
о |
0 |
|
|
г |
r |
|
|
- j s(t) Ucit)sinu)t coscotd t + j |
s(t) U&(t)s£nV>t d t |
; |
|
о |
о |
|
|
T |
T |
|
|
qs=j |
5(t)Uc(t)cosZwtdt- | s(t)Uc(t) coscot sinwtdt |
+ |
|
о |
0 |
|
|
т |
r |
|
|
+ j C(t)[£(t)coscotsinwtdt + j c(t)[f(t) sinW t . .
( 2 .2 6 )
( 2 .2 7 )
Для того чтобы упростить эти выражения, рассмотрим слагае
мые, в которые входят ортогональные составляющие одинакового
вида (например, C(t), Uc (t) или 5 (t),Us (t) ) :
г |
' |
г |
|
Т |
|
|
|
\clt)uc cas2(otdt=-t\c(t)U c(t)d t |
i |
j ^C(t)uc (t) c°s 2со t d t . |
(2 .2 8 ) |
||||
о |
|
о |
|
0 |
|
|
|
Поскольку интегрирование колебательного члена за |
время |
Т |
, во |
||||
много раз |
превышающее период |
^ |
, дает ничтожный результат, |
||||
его влиянием можно пренебречь. По той же причине из формул |
|
||||||
(2 .2 7 ) и |
(2 .2 8 ) |
могут быть исключены слагаемые, |
в которые |
вхо |
|||
дит сомножитель struct cosedt. |
|
|
|
|
|
||
Таким образом, можно записать |
|
|
|
||||
|
т |
|
т |
|
|
|
|
|
Qc * :~ \ c(t)U c ( t ) d t i - ^ S { t ) U s ( t ) d t , |
|
(2 .2 9 ) |
||||
|
°т |
|
V |
|
(2 .3 0 ) |
||
|
J S(f lUc( t ) d t - j |
]C(t)Us ( t ) d t . |
|
||||
|
о |
|
|
о |
|
|
|
Выражения (2 |
^ 9 ), (2 .3 0 ) |
и (2 .1 9 ) однозначно |
определяют |
||||
структуру системы обработки сигналов. Как следует из этих вы ражений, схема обработки должна состоять из четырех каналов,
в каждом из которых перемножаются соответствующие ортогональ ные составляющие, а затем производится интегрирование за время наблюдения цели Т . Величины,,накопленные в отдельных кана-
35
л ах , складываются попарно алгебраически, а затем суммируются в квадратуре (р и с .2 .1 5 ).
СШ
a -а
Р и с.2 .1 5 . Схема обработки сигналов по видеочастоте
Из вышеизложенного сл едует, что при обработке сигналов со
случайной начальной фазой в видеотракте требуется использовать
четырехканальное устройство как |
при корреляционном приеме, так |
||||
и при оптимальной фильтрации. |
|
|
|
|
|
Важная особенность |
сигнала когерентной РЛС со сфокусирован |
||||
ной антенной состоит в |
том, что |
изменение |
фазы сf ( t ) |
за |
время |
радиолокационного наблюдения во |
много рай |
превышает |
2 я |
. По |
|
этому оценка интенсивности отражений различных точек зоны об зора для получения радиолокационного изображения, в принципе,
может быть выполнена с использованием лишь одного из напряже ний uc( t ) , us ( t ) .
Разум еется, что энергия полезного сигнала при этом умень шается вдвое.
Таким образом, допуская определенные энергетические потери,
можно в схеме ри с.2 .1 5 исключить элементы, предназначенные для
36
C( t)
S ( t )
Рис.2 .1 6 . Упрощенная схема обработки сигналов по видеочастоте
одной из ортогональных составляющих, и мы получим упрощенную схему когерентной обработки сигналов по видеочастоте, представ ленную на р и с .2 .1 6 . Дальнейшее упрощение схемы - переход к од ному каналу - приведет к ослаблению или полной потере изобра жений некоторых точечных целей.
3?
Г л а в а 3
КОГЕРЕНТНАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ С УЧЕТОМ ИХ ПОЛЯРИЗАЦИИ
§ 3 . 1 . ПОЛЯРИЗАЦИОННЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ СИГНАЛОВ
Поляризационные характеристики радиоволн являются важным дополнительным источником информации о целях, содержащейся в
отраженном сигнале.
Напомним некоторые сведения о параметрах поляризации.
В качестве наиболее общего случая регулярного электром аг-'
нитного колебания обычно рассматривается плоская эллиптическая
поляризованная волна. Напряженность поля такой волны может быть представлена вектором £ ( t ) , который вращается с угловой скоростью ц) и описывает эллипс в плоскости, перпендикулярной направлению распространения. Э . д .с ., наводимая этим полем в
антенне с линейной поляризацией, пропорциональна проекции век тора E (t) на плоскость поляризации антенны.
Эллиптически поляризованная волна может быть представлена
как результат суперпозиции двух волн, распространяющихся в том же направлении и поляризованных в пересекающихся плоскостях.
Удобно рассматривать ортогональные плоскости поляризации. В
общем случае колебания в этих плоскостях имеют произвольный
сдвиг ф аз; однако существует |
такое положение плоскостей, при |
|
котором ортогональные в пространстве линейно поляризованные |
||
волны будут ортогональны И во |
времени. Эти направления соответ |
|
ствуют главным осям эллипса поляризации. |
||
Если распространение радиоволн происходит вдоль оси прямо |
||
угольной системы координат o x y z |
, то эллиптически поляризо |
|
ванное колебание с частотой |
lo |
выражается составляющими |
Ех ^ = Ex cos |
+ tf ) ? |
• |
( 3 .1 ) |
38
E ( t ) = Г cos (out + ср + (fj) |
( 3 .2 ) |
да
иполностью определяется четырьмя параметрами: амплитудами
£,£ и фазами у , с|> + <|> . Однако ве все эти параметры харак
теризуют поляризацию. Одинаково поляризованными называются вол ны, у которых эллипсы поляризации подобны и одинаково ориенти рованы. Абсолютное значение амплитуд, влияющее лишь на величи
ну эллипса поляризации, |
и начальная фаза у , одинаковая для |
обеих составляющих, не |
являются поляризационными характеристи |
ками.
Следовательно, состояние поляризации плоской радиоволны
можно полностью определить двумя параметрами. В качестве таких
параметров могут |
служить отношение амплитуд и= | ^ - и сдвиг |
||
фаз <р |
ортогональных |
составляющих; отношение амплитуд часто |
|
заменяют |
углом |
= arctcj |
. |
Поляризация может |
быть также задана величинами, непосред |
|||
ственно |
определяющими |
форму и ориентацию эллипса: отношением |
||
главных |
осей эллипса |
или углом |
J . = arc to — |
и углом |
наклона |
главной оси |
а ( р и с .3 .1 ). |
a |
|
39
Для наглядного представления всех возможных видов поляриза
ции и их преобразований в процессе передачи, приема и распро странения радиоволн пользуются пространственной диаграммой, ко торая называется сферой Пуанкаре, Каждому виду поляризации со ответствует точка на сфере, определяемая углами 2 р и 2d. , как долготой и широтой на земной поверхности (р и с .3 . 2 ) . Долгота'
отсчитывается от начального диаметра HV , который лежит в экваториальной плоскости сферы и соответствует заданной ориен тации осей х , у системы координат.
Положение точки М , определяющей поляризацию, может быть
задано и другими параметрами. В частности, длина дуги большого
круга между началом отсчета И и точкой |
|
состояния поляриза |
|||
ции М равна удвоенному параметру |
j- |
, |
а |
угол между |
этой ду |
гой и экватором равен сдвигу фаз между ортогональными |
состав |
||||
ляющими поля, направленными по осям |
х |
, |
у |
выбранной системы |
|
координат. |
|
|
|
|
|
Точки экватора на сфере Пуанкаре характеризуют линейную поляризацию, совпадающую с осью х ; линейной поляризации в