Добавил:

ivanov666 Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Башкирский Государственный Аграрный Университет

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

книги из ГПНТБ / Полонников Д.Е. Электронные усилители автоматических компенсаторов

.pdf

Скачиваний:

Добавлен:

29.10.2023

Размер:

9.9 Mб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 1617 / 3417 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 > Следующая >>>

1 5 8 входные Устройства усилителей постоянного тока [гл. v

Разлагая С/вых в ряд Фурье, можно найти величину и фазу первой гармоники выходного напряжения. Однако точное вы ражение первой гармоники оказывается весьма громоздким и едва ли представляет практический интерес. Ограничимся поэтому приближенным выражением, аппроксимировав экспо ненту прямыми, как показано на рис. 73, а. Далее удобно представить UB виде суммы двух напряжений: прямо угольной формы U’ (рис. 73,6) и пилообразной формы U" (рис. 73, в). При разложении в ряд Фурье U' дает активную составляющую первой гармоники, равную

ОД/

—it..

^	( ^	« с +	£ / И И н ) 8 Ш - £ - ( 1			7-0
						7-0
						V 2	(^макс Ч			( 5 .3 0 )
							(^макс Ч			( 5 .3 0 )
U" — дает		реактивную		составляющую, равную
		и:>	2 У~2		(^макс	^»[ш) ( 1			ЗЛА,	(5.31)
Из (5.30), (5.31) получаем модуль и фазу первой										гармоники
выходного		напряжения:
и ж ,х = У 1Г ? + и ? ъ
					4 1	ЗД^ПК\ \ ц			__ц	ч3
, И	{и				4 1	Го		чумаке <-/миш
, И	{и			1		Го				-,(5.32)
’ -	Чумаке: +			1		* 2 (U	макс +		и тшГ	-,(5.32)
						* 2 (U	макс +		и тшГ
		tgcp =		2	1 ЗЛ7П (77м			' 77мин)		(5.33)
		tgcp =			(77макс “I-		77шш)			(5.33)
		и\			(77макс “I-		77шш)
Сумму	и разность		7/,макс ^		7/мин	находим		из	(5.28)	и (5.29):
		^макс ~f~ (7М				7?, +	*,,	’		(5.34)
						7?, +	*,,	’
		^макс			277пл/?з		i_u R btt			(5.35)
		^макс		^мин—		+	th	2Lx		(5.35)

Для того чтобы спад напряжения был не слишком большим,

необходимо выбирать * 1 1 . При этом можно использовать

§ 16] ТРАНСФОРМАТОРНЫЕ ВХОДНЫЕ УСТРОЙСТВА 1 5 9

два первых члена разложения гиперболического тангенса в

ряд (с погрешностью менее 1%); тогда
2UBn R BR'Bt i	Г	1	] . (5.36)
^макс ^Лиш (/г, ч -/?„) 2^!	L	з 2/-1	] . (5.36)
Теперь для определения модуля и	фазы	передаточного ко

эффициента	необходимо	подставить	полученные значения
^макс + ^шш	и и тк<, — и кш в (5.32),		(5.33) и, кроме того,
обе части (5.32) разделить на UBX. В выражение передаточ
ного коэффициента войдет		отношение U JU BX, которое можно

определить следующим образом. Заряд, теряемый Св за время tu равен

<?i =

(k +

h) dt =

Щ th

(5.37)

D f

Ограничиваясь

двумя

первыми

членами

разложения

th-^-1

в ряд, получим:

2 1 ,

Г 1 /г,*1

(

Д з М 3]1

) Л

' * 1 V 1

7 г.

1,2

и *

R\ti

я т \

(5.38)

, + *

„

1 2

' R XL\ ) •

Ri U

Заряд, теряемый Св за одно перекрытие (Д£пк) контактов, равен

		Q, =		^ M		BK.		(5.39)
Общий заряд, теряемый			за	период, т. е.			средний ток, про
текающий от Св, равен
	2 (Qi		Qa)			UBX— UB		(5.40)
		To			~	RB	’

откуда
Uw	U, [‘+	9 X»				tt	1 RW X	(5.41)
			Яф			^?i+7?n	12RiLlJ
		To
Разделив	UBUX>j на	UBX , и			используя		выражения	(5.32),

(5.33), (5.34), (5.36), (5.41), получим формулы для определения

1 6 0 ВХОДНЫЕ УСТРОЙСТВА УСИЛИТЕЛЕЙ ПОСТОЯННОГО ТОКА [ГЛ. V

модуля и фазы передаточного коэффициента:

__2 У 2

пК'з

Кп

Н\ ~Ь R\

з W \2

^-“ ПК

1— 12

Г,

Го

(5.42)

* !+ * ! . + 12

+ " То и Ф

tgcpz

"12

R3 t, \3

(5.43)

Го

Зная ЛГП,

можно определить /?пх по формуле

(см.

*п

дКп

дЯв

Ra- 2 h

* . +

*»

(5.44)

4^пк / Я\

“Ь Кц \

-^o

1 + tl

^п^П

То

л Iц J

Из

(5.42)

и (5.44)

видно, что

для

увеличения

входного

сопротивления и модуля передаточного коэффициента выгодно

иметь большую величину	Jp* и	малое время	перекрытия
Д£пк. Уменьшение AfnK не	\э I	увеличивает	RBX и К„, но
	только

	Регулировочный	^Регулировочный
	упор
		упор

6 о О	6 О6 6 <\|
Д В У	Д Б В Г Д
	Д Б В Г Д
Рис. 74. Контактная груп	Рис. 75. Контактная груп
па однополюсного вибро	па двухполюсного вибро-
преобразователя.	преобразователя.

и уменьшает /?ф -опт, а следовательно, и выходной импедаиц, что способствует уменьшению по,мех. В этом отношении схема рис. 64, в имеет некоторое преимущество по сравне-

§ 16]

ТРАНСФОРМАТОРНЫЕ ВХОДНЫЕ УСТРОЙСТВА

161

мню со схемой рис. 64, б. Известно, что в вибропреобразо вателях с обычной конструкцией контактной группы (рис. 74) время перекрытия оказывается весьма нестабильным и его величину приходится выбирать с излишним запасом (около 10% периода). Двухполюсный вибропреобразователь в схеме рис. 64, в имеет более сложную контактную группу (рис. 75), обеспечивающую значительно большую стабильность времени перекрытия, которое можно снизить в этом случае до 3% .

Полученные выше выражения обеспечивают погрешность

менее 1%, если только	1
Когда постоянная времени	и	(половины периода не-

сущей частоты), можно пренебречь реактивной составляющей

и ограничиться только первым членом в разложении ш .

При таком допущении выражения для К„ и R nx примут вид:

К п-		2 Y'2 nR;					(5.45)
К п-			пк Rn _\|_ 2		/		(5.45)
(! + *») +		2	пк Rn _\|_ 2		/		__ \ ’
(! + *») +		2	То		То	i +	^ i J
			То		То	i +	^ i J
— Rn~	2 h			Д^пк / Ri~\~ Rn			(5.46)
	2 h			Д^пк / Ri~\~ Rn
	-		1 +		Rф
Погрешность в определении Кп и Rax не						превосходит /и%,
если
					1		(5.47)
					ж	+ м	(5.47)
					ж	+ м
						Яф	I

Дифференцируя К„ по Дф и приравнивая производную нулю, нетрудно найти оптимальное значение Дф, соответ ствующее максимуму передаточного коэффициента:

ЯФ.от =	2 У ж Ra iRi + Rn) ’	(5.48)

2 / 2 ________________ nR\_______________	(5.49)

R»+ R + Rn + 4 y ^ r R ( R + R„)

162	входные устройства усилителей постоянного токл [гл. V
(Напомним,		что Ri = R t -f- R$.) При этом входное сопротивле
ние	имеет	величину
						1 + 2	ДГп	Rn
						1 + 2	2Го	R i +	-^ц
						/ ■	2Го	R i +	-^ц
	^вх.опт —		+	( ^ 1 Ч ~ ^ н ) ■			Д^пк	(Г?1 +	(5.50)
						1+ 2	Д^пк	(Г?1 +	7?ц)
						1+ 2	2Го	R 1
							2Го	R 1
	В случае,		если	R 3'	очень	велико,	можно сделать следую
щие допущения:
		Rn^R'z,			Riл *	Я ф; Ri	Rn «=* Rn’,

тогда, пренебрегая реактивной составляющей, выражения для Кп, Rax, /?ф.опт> ДГп.м««с и Явх.опт примут соответственно

следующий вид:

КП

2 Д ^ ^ В ,

R B .

R ^ f j ’

(5.51)

Г» Яф 'г

Го '

/?i "Г

67'„Г?

ч . П

1 RfaRntl ’

(5.52)

~ Ав

1 2<! , 2Д7Пк Rn

Го

7?ф 1

6Т0Ц

« . А

3 +

(5.53)

/'ф,ОПТ<^ '

£ +

2 Y 2

(5.54)

тс

2 t< 1

Г Rn

L/г; ^ и

■Rn

А + £ / А )

(5.55)

Формулы

(5.51) — (5.55)

обеспечивают

погрешность

менее

т°/0, если

одновременно

выполняются неравенства:

■

п’.

D’

юо

R I

ИГ‘\ф!

Ri-

-~WK"

н 8

При

исследовании

схемы

рис. 64, в

мы не учитывали

входной емкости первого каскада и собственной емкости об моток трансформатора. Если указанные емкости заменить эквивалентной (Сш), приведенной к первичной обмотке транс форматора (рис. 76), то при каждом перекрытии контактов

§ 16J ТРАНСФОРМАТОРНЫЕ ВХОДНЫЕ УСТРОЙСТВА 1 6 3

конденсатор Сш будет полностью разряжаться. Следовательно, наличие емкости будет эквивалентно дополнительному сопро тивлению включенному параллельно Св. Величину R m

Рис. 76. Эквивалентная схема входного устройства с учетом шунтирующей емкости Сш.

можно оценить следующим образом. За каждые полпериода Сш будет заряжаться приблизительно до величины

	б
и с = и йе	(5.56)

и затем полностью разряжаться. При этом от Св забирается средний ток

2Сш[/£

= ^П Г ~

что эквивалентно сопротивлению, включенному параллельно Св

п		'V
п	—	г*-в 1Г	(5.57)
Д ш — г	—	2С,

Таким образом, при конструировании трансформатора, в слу чае схем рис. 64, б и в для увеличения /?вх и К п> необхо димо стремиться к минимальной собственной емкости обмо ток трансформатора.

Отметим, что в указанных схемах настройка трансформа тора в резонанс не дает ощутимых результатов не только в отношении увеличения /?вх и К п, но даже в отношении улуч шения избирательных свойств. Ослабление паразитной пере менной составляющей обеспечивается главным образом вход ным фильтром. При симметричной работе вибропреобразователя

1 6 4 ВХОДНЫЕ УСТРОЙСТВА УСИЛИТЕЛЕЙ ПОСТОЯННОГО ТОКА [гл. V

коэффициент избирательности по второй гармонике опреде ляется по формуле

sn = ^	,		(5.58)
Лis
где К п — передаточный коэффициент		полезного	сигнала,
/Си — передаточный коэффициент	для	паразитного	сигнала,

определенный как отношение второй гармоники на выходе к первой гармонике на входе.

Выражения для К п мы нашли выше (5.42), (5.45), (5.49), (5.51), (5.54), остается определить /С]3. Если на входе схемы

имеется паразитное	напряжение U„	частоты ш0,	то его	со
ставляющая на С„	будет не больше,	чем —	Далее,	па-

разитный сигнал проходит через схему с передаточным коэффициентом, приблизительно равным п, и происходит его выпрямление. Таким образом, величину второй гармоники па выходе можно оценить по формуле

4 и пп

(5.59)

и .вых, 2 ' ' 3™0СВЯВ‘

Коэффициент

учитывает

содержание второй гармоники

ОХ

в выходном

Из (5.59) получаем:

напряжении.

ts __б/рых, г

4/г

Al2 —

и п

~ з ™ 0с в/?в-

Подставляя

К„ и /С12 в (5.58),

получим:

5 12 :

Г Г)

- f .

(5.60)

- 4

Задаваясь

и пользуясь (5.18), можно выбрать соответ

ствующие

параметры входного

фильтра

CBR B^

4 а В Ы Х П

(5.61)

З т ш 0а в х /< п

При несимметричной

работе

вибропреобразователя суще

ственное

значение

имеет

коэффициент

избирательности

по

г:

несимметрия

[ — tBI

то,

первой гармонике

$и . Если

равна — ~— !,

*о

воспользовавшись (5.22), получим следующее выражение для коэффициента избирательности по первой гармонике:

К,	З щ С вЯ вГ 0

§ 16]

ТРАНСФОРМАТОРНЫЕ ВХОДНЫЕ УСТРОЙСТВА

165

где K n = UauXiilU BXiu т. е. отношение гармонических со ставляющих частоты преобразования выходного и входного напряжений. Поскольку коэффициент избирательности по первой гармонике должен быть не меньше, чем отношение паразитного напряжения к напряжению трогания ('U JU т), должно выполняться условие

(5-63)

Динамические свойства схем рис. 64, б и в также опре деляются главным образом параметрами фильтра. Для прак тических целей достаточную точность обеспечивает следую щая формула передаточной функции:


F<J» =		r $ r t .			(5.64)
где TB= CBR B([\ — -^ -j.	Величины			К п и R BX определяются
в зависимости от параметров		схемы		и требуемой	точности
по одной из приведенных	выше		формул.
Сравним некоторые свойства			трансформаторных		входных

устройств с контактным вибропреобразователем. Используя входной трансформатор, настроенный в резонанс на частоту преобразования (рис, 64, а), удается получить при заданных габаритах и работе вибропреобразователя без перекрытия наибольшими передаточный коэффициент и входное сопро

тивление. Это объясняется тем,

что при резонансе R BX опре

деляется

главным образом потерями в железе,

т.

е.

величи

ной R 3 ,

которая может быть весьма высокой

при

небольших

потерях.

В схемах рис.

64, б и в

для обеспечения

высокого

входного

сопротивления,

помимо

увеличения

R 3 ,

необходимо

иметь

большую индуктивность

первичной

обмотки

малое

время

перекрытия контактов.

Ниже приводятся типичные для схемы б данные:

L x — 45

гн,

п — 10,

^ = 1 0 0

ком,

Сш =

0,016

мкф,

R i =

190 ом,

R h = 60 ом,' Г0 =

0,02 сек,

Д^пк =

0,16 мсек,

^ = 8 • 1 0 - 3 , / ? ф . 0 п т = 2 . 8 ком■П Р И э т о м # в х = # в + 3 ' Ю 4 ом-

166 ВХОДНЫЕ УСТРОЙСТВА УсйлйтеЛёЙ ПОСТОЯННОГО тока [гл. V

Точно такое входное сопротивление и вдвое больший передаточный коэффициент удается обеспечить со схемой а при следующих данных:

= 6 гн, /г =	25, Са = 2500 пф, /?з = 30 ком, R i — 120 ом,
, / ? 2 =	20 о м , Г0 = 0,02 сек, k t nK = 0,5 мсек,

т. е. при меньшей индуктивности первичной обмотки (пример но в 2,5 раза меньшем числе витков), больших потерях и зна чительно более грубой регулировке вибропреобразователя. Кроме того, в схеме а избирательные свойства обеспечивают

ся без дополнительного фильтра. Например, при R B =		30 ком,
схема а имеет коэффициент избирательности	5=5=412	(осталь

ные параметры схемы приведены выше). При этом исполь зуется конденсатор Са всего 2,5 • 10~ 3 мкф. Для получения такого же коэффициента избирательности в схемах б и в требуется конденсатор Св порядка 0,6 мкф, т. е. в 200 раз больший.

Серьезным недостатком схемы а по сравнению со схе мами б и в является большая величина выходного сопротив ления. При равных коэффициентах передачи и входных со

противлениях	выходное сопротивление	схемы а	может быть
в несколько раз выше, чем у схем		б и в .	Очевидно,	у
схемы а во	столько же раз меньше	отношение сигнала		к

составляющим помех, величина которых пропорциональна сопротивлению в цепи сетки первой лампы. Таким образом, применение схемы а целесообразно в тех случаях, где большее значение имеют габариты, входное сопротивление и передаточный коэффициент по сравнению с чувствитель ностью. В тех случаях, когда основную роль играет чув ствительность или отношение сигнала к помехам, предпочте ние следует отдать схеме в и затем б.

Трансформаторные устройства с контактным вибропреоб разователем позволяют удовлетворить большинство требова ний, предъявляемых к входным цепям. Сравнительно легко удается обеспечить разделение цепей, необходимые избира


тельные	свойства	и высокую		чувствительность. К отрица
тельным особенностям			трансформаторного входа следует
отнести	сравнительно высокую			стоимость,	чувствительность
к внешним переменным			магнитным полям,		сравнительно не
большое	входное	сопротивление.

§ 17]

б е с т р а н с ф о р м а т о р н ы е в х о д н ы е у с т р о й с т в а

167

Таким образом, трансформаторный вход может успешно применяться в усилителях высокой, средней и низкой чув ствительности. Однако в ряде случаев, как будет показано ниже, бесспорными преимуществами обладают бестрансфор маторные схемы входного устройства.

§17. Бестрансформаторные входные устройства

сконтактным вибропреобразователем

Наиболее распространенные схемы входных цепей с кон тактным вибропреобразователем и емкостной связью приве дены в таблице 4. В схемах 1 и 3 модуляция сигнала по стоянного тока осуществляется путем размыкания входной

цепи,	в	схемах 2, 4			и	8 — путем закорачивания, а в		схе
мах	5,	6, 7	и	9 — за		счет переключения	контакта.	Все
схемы,		кроме	8	и 9,	однополупериодные и		пропускают	па

разитный сигнал частоты преобразования. Их коэффициент

избирательности

по

первой

гармонике

близок

к едини

це. Схемы 8, 9 двухполупериодные.

При

соответствую

щем выборе параметров

они

не

пропускают

паразитного

сигнала

первой

гармоники.

Входной

каскад

может

строить

ся как

с автоматическим,

так

с фиксированным

сме

щением

на управляющей сетке, за

исключением

схем 8, 9,

которые по своему принципу действия

требуют

автомати

ческого

смещения.

Выбор

параметров

усилительного

ка

скада

производится

на основании

соображений,

приведен


ных в гл. IV.
	Определим основные характеристики бестрансформа-
торных		схем,	в	первую	очередь	передаточный			коэффи
циент,		входное	сопротивление и среднее				входное		сопротив
ление (см. § 9). Для простоты вначале								будем	предпола
гать, что вибропреобразователь работает							симметрично, т.				е.
t\ =		время	перелета контакта (Д£пл)					равно	нулю		и
2foCgR g ^> l. При				этом можно считать,			что	напряжение			Uq
на конденсаторе Cg в течение полупериода								остается		посто
янным.						прост		и в пояснениях
	Расчет первых двух схем весьма
не	нуждается.			1
	Определим		параметры для схемы			3.	Поскольку		в	уста
новившемся режиме заряд, получаемый							конденсатором				Cg
при	замыкании		контакта,		равен заряду,			который		теряет

<<< < Предыдущая 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 1617 / 3417 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 > Следующая >>>

Соседние файлы в папке книги из ГПНТБ