Добавил:

ivanov666 Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Башкирский Государственный Аграрный Университет

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

книги из ГПНТБ / Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Проектирование и расчет

.pdf

Скачиваний:

Добавлен:

27.10.2023

Размер:

20.93 Mб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 1 2 3 4 5 6 78 / 468 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 > Следующая >>>

При замкнутом ключе ток изменяется по экспоненциаль ному закону; при разомкнутом ключе происходит затуха ющий колебательный процесс. Можно составить уравнения этих процессов и, исходя из условий оптимального режима

(1.71),

определить

необходимую добротность

индуктивной

ветви

контура

— coL/A^

и отношение

резонансной

ча

стоты

контура а>л — 1/]/LC к частоте возбуждения со. Та

кая задача была решена в

[18] и [22]. Результаты работы

[22]

виде графиков QL;

К =

со/со0

в функции

угла

отсечки в

(к '— т[))/2 для

частного

случая

гк

= О пред

ставлены

на рис. 1.25,

д.

В той же работе получены зависимости фазы ср, входной

проводимости

коллекторной цепи

по

первой

гармонике

1/Z3

+ /tg Фі//?8) от в (рис. 1.25,

д),

для

относительной

мощности

гармоник в

нагрузке (рис.

1.25, ё,

ж), графики,

количественно характеризующие форму напряжения на

коллекторе: пик-фактор формы напряжения		її —	иКМ&КС/Ею
коэффициенты гармоник	напряжения aNu	— UKNIUK	М А К С .
Из графиков следует,	что для формирования оптималь

ной формы напряжения и„ в коллекторной цепи должен быть

включен контур с относительно невысокой	добротностью
(QL = 2-І-5) и значительной расстройкой	индуктивного

характера (ф, да 35°). Такой контур будем называть фор мирующим.

Мощность высших гармоник в нагрузке схемы, приве

денной на рис. 1.23,		а, очень значительна, поэтому во многих
случаях	включают	дополнительные фильтрующие цепи
(см. рис.	1.23, б, в).

В схеме на рис. 1.23, б последовательно с нагрузкой включается контур £ ф С ф , настроенный на частоту первой гармоники. Индуктивность этого фильтра вместе с индук тивностью формирующего контура образует общую индук тивность В этой схеме фильтрующий контур не изме няет сопротивления нагрузки, вносимого в формирующий контур по первой гармонике.

Фильтрующий контур значительно изменяет сопротив ление индуктивной ветви на высших гармониках, но это не сказывается существенно на работе схемы, так как для выс ших гармоник проводимость коллекторной цепи опреде ляется, главным образом, емкостной ветвью формирую щего контура. Поэтому форма напряжения на коллекторе в этой схеме остается такой же, как в схеме рис. 1.23, а. Не которое отличие можно усмотреть лишь в форме тока кол-

лектора: при достаточно большой добротности фильтрую щего контура он представляет собой часть несимметричной косинусоиды.

В схеме рис. 1.23, б нагрузка включена через Г-образный фильтр Z-фСф. Индуктивность этого фильтра вместе с индук тивностью формирующего контура образует общую индук тивность L-z- Г-образный фильтр трансформирует нагрузку по 1-й гармонике, что необходимо учитывать при выборе его параметров. Форма напряжения на коллекторе остается такой же, как в схеме рис. 1.23, а, а форма коллекторного тока несколько отклоняется от экспоненциальной.

Анализ работы схем, приведенных на рис. 1.23, б, в [23], показывает, что при реализации оптимального режима параметры формирующего контура и энергетические соот ношения в этих схемах мало отличаются от соотношений для схемы, показанной на рис. і .23, а, несмотря на некоторое отличие в форме тока коллектора. Поэтому все расчетные формулы в дальнейшем будут рассмотрены лишь для схемы рис. 1.23, а, для которой их вывод проще и нагляднее.

1.3.3. Основные	энергетические	соотношения
для	коллекторной	цепи

В оптимальном режиме (см. рис. 1.24, а) транзистор ра ботает последовательно в области отсечки, насыщения, за тем в активной области, поэтому мощность Рр, рассеивае мая в транзисторе, складывается из усредненных за период мощностей, выделяемых на этапе насыщения Р р Н а с и на активном этапе Р р а .

Средняя мощность потерь на этапе насыщения опреде ляется выражением

подставляя в которое (1.70) и считая к. п. д. генератора до статочно высоким (г|э - > 1), можно получить приближенное выражение для относительной мощности потерь на этапе насыщения

Р	(1-72)
РЕ-

Здесь полезная мощность Рх нормируется, как прежде, с по мощью (1.34).

Выражение (1.72) получим также, если заменим экспо ненциальный импульс тока пилообразным (рис. 1.26, а)

Из (1.72) следует, что при заданных величинах генериру емой мощности Р1 да Р0 и источнике Ек для относительного

уменьшения потерь целесообразно, чтобы в	я . Это свя-
Отсечка Насыще	лктивОтсечксг,
ние	ный

Рис. 1.26. Формы импульсов коллек торного тока и на пряжения при рабо те генератора в оп тимальном режиме G конечным сопротив

лением гк:

идеализация для pacqeTa потерь и пик-

факгора н а п р я ж е н и я .

а)

зано с улучшением формы тока, проходящего через сопро тивление г н а 0 : с увеличением длительности импульса умень шается доля высших гармоник тока и соответствующих потерь.

Однако при в -> л увеличивается пик-фактор напря жения на коллекторе (см. график П(в) на рис. 1.25, ж), что при ограниченном допустимом напряжении на коллек торе приводит к необходимости уменьшать напряжение пи тания и соответственно к ухудшению коэффициента усиле


ния	по мощности		Кр,	а также	к увеличению	потерь на
этапе	насыщения.		Кроме того,		при в - у л в соответствии
с графиком рис. 1.25,				е значительно возрастает		мощность
высших		гармоник	в нагрузке, что усложняет решение про
блемы		сЬильтрации.

Таким образом, выбор наилучшей величины в ,							так же
как и для генератора в критическом режиме,						определяется
различными факторами. Расчеты показывают,						что при вы
боре в	«	75° режим во многих случаях получается					прием
лемым	по всем характеристикам (см. п. 1.3.7).
Средняя мощность, выделяемая в транзисторе на актив
ном этапе,		при г н а с -> 0 определяется следующим обра
зом:
					л
			jPn , =	—	\ і„ и„ dott,
			P J	2л .
					att,
где
	«К = ~		j к di =		-~ J (/(. — f„ + / к 0
(см. обозначения			токов	на рис. 1.23, а).

Малая длительность активного этапа позволяет сделать следующие два упрощения при определении подынтеграль

ных

выражений.

Ток в индуктивности

на этом

этапе считаем изменя

ющимся

мало, т. е. iL

/ К

М А К

J'LO,

где в соответствии

с рис. 1.26 и формулой

(1.70)

—

Е К

—Р—«/от

' к макс

«М -т

Л н а о

Изменение

L на активном

этапе считаем

линейным:

\ da>l

После интегрирования

получаем

/к макс

, j yg\

' К МаКС

р а

" 48л

о)С (diKldu4)lt-*i

Значение

производной

dijdwt

в (1.65) получим для схемы

с общим

эмиттером, пренебрегая

для простоты

рекомбина

цией

и обратной

связью

через

коллекторную

емкость С[ ( .

В этом

случае

импульс

заряда

симметричен

и в = А

(рис.

1.26). Тогда

dmt

xT da>t

—

/, sin Є .

Подставляя

значение

производной

diJd^T

(1.73)

по

лучаем

шСО

\ 2

/ к

м.ікс

; і ц м а к с

у j

' «

р : '

48л

V wT

coC

МП2

;

При расчетах удобно ввести относительную мощность

потерь, поэтому (1.74) целесообразно преобразовать

к виду

* V

^кмакс

со

К ( 6 )

(1.75)

Ро

(07

sin в

ГДЄ

Р 0 =

£ „

/ к 0 =

/ к

М а к с 0 ) і / 4 Я ,

/С(0)

0)п

— і

і ^ ( в )

(см.

рис. 1.25, д),

/ к 0

= £к

92/соЬт.

(1.76)

При оценке Pv,JPo по (1.75) необходимо учитывать, что практически ток возбуждения / г следует выбирать с опре деленным запасом, чтобы обеспечить надежное насыщение транзистора. Можно считать, что этот запас будет доста точным, если ток /, обеспечит в недонапряженном режиме импульс тока / к ' м а к с . который превысит в два раза импульс

/ к м а к с (Рис	1.26, а):
		/ к макс >		2 / к	м а к с .
В соответствии		с (1.52)	при со60/о)У				= r o t g > 3 и / у = Ур
имеем
	К м а К С _	а , ( в ) " Г		со	а , ( в )
При этом	согласно	(1.67)
			К	(Є)	У і	(&)	2
			К	(Є)	У і	(&)
	Рп "~ 48		sin в		а !	(в)
Подставляя значения функций					/((0),		у, (в), 04 (в), sin9

при реальных углах отсечки 9 = 50ч-100°, нетрудно убе диться, что PpJP0 < 0,02, т. е. ухудшение общего к. п. д. коллекторной цепи за счет активного этапа незначительно. Это позволяет в дальнейшем не проводить расчета потерь на активном этапе и при расчетах к. п. д. пренебречь ими.

Тогда в соответствии с (1.72) зависимость r\a(pH)	имеет
линейный характер:
Ла = 1 - Л » mJPo = 1 - 1 , 2 прЕ{в,	(1.77)
4 Зан 10&6	81

что отражено на графике рис. 1.13, а (кривая 2) для случая

Є= 90° и рь < 0,06.

1.3.4.Коэффициент усиления по мощности, влияние обратной связи

Коэффициент усиления по мощности определяется от ношением полезной мощности в нагрузке Р В Ь 1 Х к мощности Р в х , поданной для возбуждения транзистора:

^вх Рбн ~¥ 2 Р о с

где 2 Р0о — мощность, передаваемая через емкости пере ходов А индуктивности выводов; Р б н — мощность на входе нейтрализованного транзистора.

Если на этапе насыщения пренебречь шунтирующим действием пассивной части коллектора, то при нейтрали зации внешних цепей связи

Л,ж = Л5„ = ' ? г в / 2 .

(1-79)

Коэффициент усиления по мощности нейтрализованного

транзистора в ключевом	режиме	КрИКя меньше, чем в кри
тическом Кі>„кр, так как,	чтобы	обеспечить в транзисторе

режим насыщения, требуется большее возбуждающее напря

жение или ток.		Грубо оценить отношение	KpmJKl„Kp
при неизменном		напряжении питания Ек можно при сопо
ставлении	площадей фигур, лежащих под кривыми iH'(t) =
= q6(t)/xT	и iK(t)	(см. рис. 1.26, а) при одинаковом	режиме
в базовой	цепи, т. е. при равной мощности на входе:

Р— Р

* вх кл	'	вх кр1
Мощность, подведенная	к	коллекторной цепи, Р0 —

— Ік0Ек в ключевом режиме будет определяться площадью фигуры і к (0, а в недонапряженном (критическом) режиме — площадью i'K{t) — qb{t)l%T:

к
^Окл= £ц 'ко кл= ^ J	d<»t,
lb	т

Л)кр — Вк1 кОкр— 2я J ' к d®t,

Если принять, что к. п. д. коллекторной цепи ге.н^ря тора близок к единице, т. е.

то отношение площадей равно отношению колебательных мощностей и отношению коэффициентов усиления по мощ ности в этих двух режимах:

			к
КРкл	^Чкл/^вх КЛ		—1р
			\	—	dm
			J	Т7
			— t(I	1
Из этого выражения	и рис. 1.26, а следует, что соотношение
площадей и, следовательно,		ухудшение			усиления	по мощ
ности в ключевом режиме приблизительно равно двум.
При полном использовании			транзистора по			напря
жению, т. е. при ик	м а „ с =	«кд,	в ключевом режиме вслед

ствие увеличения пик-фактора формы коллекторного на пряжения приходится снижать напряжение коллекторного

питания

Ек. При заданной мощности Ру

на выходе снижение

Ек потребует

увеличения

тока

коллектора путем

увеличе

ния возбуждающего

тока

/ г и приведет

к дополнительному

уменьшению

коэффициента

усиления

по мощности

Кр.

Если считать, что ток коллектора / к 0

с учетом (1.77) пропор

ционален

/ г ,

а мощность

на

входе

пропорциональна

Рт

(1.79), то отношение

Кр11Ш/Kpm<v

будет обратно пропорцио

нально отношению

квадратов

пик-факторов

напряжения

в этих двух

режимах;

КР»

КЛІК in Кр =

(П 1 ( р /П к л ) 2 .

Так, например, согласно рис. 1.25,

ж при в

== 90° имеем

KPHKJKPBKP

(2/3,7)2 =0,3,

т. е.

при

полном

использо

вании по напряжению проигрыш в усилении по мощности нейтрализованного транзистора в ключевом режиме зна чителен.

Полученные соотношения между коэффициентами уси ления по мощности для критического и ключевого режимов должны быть скорректированы с учетом связи через внеш ние емкости и индуктивности выводов.

В отличие от недонапряженного режима в ключевом режиме связь между выходной цепью и цепью возбуждения

изменяется в зависимости от состояния транзистора:	в со-
4*	83

стоянии насыщения выключается обратная связь через ем кость коллекторного перехода (так как напряжение на кол

лекторе близко			к нулю), в состоянии отсечки емкость Сн
включается между этими двумя цепями.
Другое отличие состоит в комплексном характере коллек
торной нагрузки				(ф, =	35°),	что изменяет величину связи
через С к	в	cos	фі	== 0,8	раз.
Таким		образом, можно записать
			P o c K J , ( Q = 0 , 8 P o l ; ( C K ) Y l ( e ) ,
			^ос кл (Ск> L B )			= 0,8РО С (CK i L 3 ),
где Рос (Ск )		и Я о с		(С,„ La )	определяются так же, как в (1.62).
Итак:
ос кл
	(Ск) =		0,4соСкп гб UKl			(/,. +	соСк а	UKl) Y 1	(в),]
Рос кл (С„, L a ) = 0,4соо)г L 3						Ск / г	(7К 1Y l	(в),	(1 -80)
^ к і = " к м а к с а і ( я —в)-
Кроме того, расстройка коллекторного контура (фх =										35°)
при со(30/&>7- >			3 приводит к положительной						обратной	свя
зи через	емкость			эмиттерного перехода. Эта					емкость,	как

следует из рис. 1.15, а и из (1.59), является элементом свя зи между цепями возбуждения и нагрузки. Произведение

первой гармоники напряжения на этой емкости U31						на ток
/ г имеет	действительную		составляющую, определяющую
активную мощность, передаваемую по этому				каналу		связи.
Поэтому,	используя	(1.59),	получаем
Р 0 С ( С К ,	Св) — / г	«Уэ1	І- / г £ / к 1 ^ ^ ^	sin ф	1 .	(1.81)
Заметим,	что при расчетах		по (1.81) РоС(Ск,	Сэ) в	низкоча

стотной части рассматриваемого диапазона частот со60/сйт- >


>	3 может оказаться соизмеримой с другими положитель
ными членами, определяющими					входную мощность. В клю
чевом		режиме	(при	индуктивной расстройке		фх = 35°)
Ро С (С„,		Сэ ) <С 0», что		говорит	о положительной	обратной
связи через эти			емкости, т. е. о		возможной неустойчивости
в	работе генератора.
	Влияние индуктивности эмиттерного вывода					(в схеме

с ОЭ) в ключевом режиме остается приблизительно таким

же, как	в недонапряженном режиме. Действительно, на
высоких	частотах формы, фазы и величины	коллекторного
и базового токов и, следовательно, тока через		индуктивность

L9эмиттерного вывода втом и другом режимах приблизи-

тельно одинаковы. Это значит, что будет одинаковым и влияние падения напряжения на индуктивном сопротивле нии L/Lgj на входную мощность. Таким образом, влияние индуктивности-эмиттерного вывода может быть приближен

но учтено с помощью той же формулы (1.62),								что	и	для
недонапряженного				режима.
	Итак, при расчетах Кр по (1.78) будем использовать сле
дующую формулу:
	Рвых		^1 "f Ррс «л (£к)			Рос нл (£ц La) -fr			^
	Рвх		Рбн + Рос-кл (Ск )			Р , с K J 1 (Ск , La)
		^	*Ь Рос (^н) Ф Рус нл (Ск,				Сэ)
			+	Рос (^-в) +	Рос кл (Си,		С а)
	1.3.5. Форма			напряжения		на	коллекторе
Очевидный недостаток формы коллекторного напряже
ния в ключевом режиме по сравнению с							гармонической фор
мой	напряжения		состоит в		большом		пик-факторе		П	=
=	ик м а к с / £ к -	Большая величина				пик-фактора		при	полном
использовании		транзистора			по	напряжению		(«к	м а к 0	=

=и к д ) требует снижения напряжения коллекторного пи

тания	Ек, что, в свою очередь, ухудшает	электронный
к. п. д.	коллекторной цепи цэ и коэффициент	усиления по

мощности Кр. Уменьшение угла отсечки в , хотя и приводит к уменьшению пик-фактора (см. график П0 (в)на рис. 1.25,ж), требует увеличенных импульсов тока, при которых сни жается' Кр и цэ. При конечном значении г п а 0 пик-фактор П несколько уменьшается по сравнению с П~0, определенным

при г н а с	=	0. Это объясняется			изменением		напряжения
питания коллектора на величину 1к0гаас						(см. рис. 1.26).
Отсюда	при	г н а о	Ф 0,	т. е. при	рЕ = / V a a o		/ £ K 2 Ф 0, по
лучаем
			маки/По (©) = Ек		/ к 0	г н а с
или
		П (9)	=	м а к с = П0	(9) (1 -	рЕ).	(1.83)

При полном использовании транзистора по напряжению заданной является обобщенная мощность, определяемая выражением (1.35). Тогда для определения П(0) удобно использовать другое выражение:

П ( Є ) = П 0 ( в ) [ 1 - 2 П 2 0 ( 9 ) / 7 Ц ] .

(1.84)


1.3.6. Максимальная				частота ключевого			режима
и влияние		нелинейности			емкости коллектора
Реализация		оптимального			режима	(см. рис. 1.24, а) на
высоких	частотах может			оказаться		невозможной.
Действительно,			с одной стороны,			соотношение		индук
тивности L и емкости С контура должно удовлетворять ус
ловию	расстройки,		определяемому			графиком		/((в) =
= со0/(\|> = 1/У LC (см. рис. 1.25, д). С другой							стороны, ин
дуктивность L определяет величину						мощности, потребля

емой от источника, и генерируемую мощность. Если при

нять Т)э - V 1, то из (1.76) получим Рх та Р0		= Екг	в 2 / ы / я .
Из этих двух уравнений однозначно определяется не
обходимая емкость	контура С как функция	заданных Ри
Е, со и выбранного	в :
С = 2лР, 0(в)/Е $ ш,			(1.85)
где
D(0) = І/2/С? (в) в 2 .			(186)
Значения функции D(9) приведены в табл. 1.5.			Естест

венно, что емкость С должна быть не меньше выходной ем

кости транзистора в состоянии		отсечки, т. е. емкости С к =
=	Ска ~Ь СКи:
=
	С > С К .	(1.87)

Условием (1.87) определяется возможность реализации ключевого режима генератора с транзистором определен ного типа.

			Т а б л и ц а		1.5
		h—	н	п "кмакс
	Р,			°~	Е
60	0,24	0,17	2,15	2,7
75	0,11	0,34	1,55	3,05
90	0,05	0,57	1,13	3,56
105	0,02	0,88	0,8	4,25
120	0,008	1.2	0,6	5,35
Результаты расчета максимальной частоты ключевого
режима	/ К м а к с транзисторов		различных типов	для случая

<<< < Предыдущая 1 2 3 4 5 6 78 / 468 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 > Следующая >>>

Соседние файлы в папке книги из ГПНТБ