Добавил:

ivanov666 Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Башкирский Государственный Аграрный Университет

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

книги из ГПНТБ / Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Проектирование и расчет

.pdf

Скачиваний:

Добавлен:

27.10.2023

Размер:

20.93 Mб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 12 / 462 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 > Следующая >>>

Транзистор преобразует мощность постоянного тока Р 0 в мощность гармоник высокой частоты Р, •+ Р 2 ... Разность этих мощностей определяет мощность потерь, т. е. мощ

ность, рассеиваемую на коллекторе транзистора:
		Фильтр-трансформатор
Ро	Транзис	Трансформа	Рщ+Рм	Нагрузка
	тор	тор-фильтр		Нагрузка
	тор	тор-фильтр
Рио.	1,1. Структурная	схема типового	генератора с внеш
	ним	возбуждением.

Из этого соотношения определяется электронный к. п. д.

транзистора как
Лэ=	Pi + Pt+	-	.	Pv	(1.1)
Лэ=	"о	-	= 1 -	- .	(1.1)
	"о			"о

Фильтр-трансформатор поглощает часть высокочастотной мощности основной частоты и гармоник, причем в нагрузке


выделяется	мощность основной				частоты	Р щ	и гармоник
^н2> ^ н з •••	К. п. д. фильтра			равен
	І Т	РЛ + Р,+ ...			Р , ^ Р 2 Ф
Общий к. п. д. генератора определяется						произведением
			П^ЛэЛт-					(1-3)
Мощность высших гармоник в нагрузке, т. е. на выходе
фильтра-трансформатора,			обычно		невелика		по сравнению
с мощностью		полезной	гармоники Р н 1 ,			поэтому		в выра
жении (1.2) ею можно практически пренебречь.
Помимо	энергетических			соотношений		работа		генера

торов характеризуется рядом других показателей, таких, как их надежность, устойчивость при изменении внешних условий, широкополосность, габариты, вес, технологич ность конструкций и др. Однако в настоящей главе они обсуждаются в меньшей мере.

1 1,2. Транзистор в мощных генераторах

Для получения высоких значений энергетических харак теристик Ра, т) и Кр режимы транзистора в генераторах отличаются от режимов других электронных устройств. Прежде всего для повышения к. п. д. необходим импульсный характер тока. С этой точки зрения работа транзистора в ге нераторах аналогична работе транзистора в импульсных устройствах. Однако имеются и следующие отличия.

1. В генераторах мгновенные напряжения на коллек торном и эмиттерном переходах значительны (близки к пре дельно допустимым). Мгновенные и средние значения токов на несколько порядков превышают неуправляемые токи переходов / 8 и близки к предельно допустимым. Только при этих условиях удается получить существенную мощ

ность	Pi	при высоком	значении электронного к.	П. Д. Г\|э .
2.	В	генераторах	характерны ненасыщенные	режимы

или режимы с малой степенью насыщения. Режимы с силь ным насыщением не используют, чтобы не вызвать значи тельного падения усиления мощности К р.

Оба эти обстоятельства, с одной стороны, требуют рас смотрения ряда дополнительных вопросов, а с другой сто роны, позволяют упростить общую теорию транзистора, принятую в литературе по транзисторным устройствам [1].

В ряде книг по транзисторным генератора [2—4], тран зистор рассматривается как устройство, аналогичное элект ронной лампе. Изложение в настоящей главе не связано с аналогией в свойствах транзистора и лампы. Здесь тран зистор рассматривается как устройство, управляемое за рядом неравновесных носителей в базе. При этом удается выявить ряд ранее не учитываемых особенностей и рассмот реть эффективные схемы генераторов, стабильно работающие в реальных условиях.

Известно [1], что многие свойства транзистора сущест венно изменяются при изменении тока, напряжения и ча стоты, т. е. транзистор представляет собой элемент схемы с реактивной нелинейностью. В генераторах, где токи и на пряжения изменяются в широких пределах, нелинейность проявляется в полной мере, что принципиально осложняет задачи теории и расчетов. Необходимо выделить главные нелинейные эффекты и затем создать упрощенную модель транзистора, которая могла бы в первом приближении характеризовать основные показатели генератора.

Такой главной нелинейностью можно считать нелиней ные свойства переходов. Эти свойства проявляются уже в модели «идеального» транзистора, т. е.'транзистора, в ко тором отсутствует сопротивление материала, зарядные емко сти переходов и индуктивности выводов. Модель реального транзистора создается подключением к модели идеального транзистора линейных сопротивлений, емкостей и индуктивностей. В некоторых случаях учитываются нелинейные свойства и этих частей реального транзистора.

Рис.	1.2.	р-п переход (а),		его	вольтамперная характеристика (б)
и	эквивалентная		схема	при	релейной аппроксимации (в	а).
В соответствии с этим сначала будут рассмотрены свой
ства р-п		перехода, затем		идеальный транзистор и в заклю
чение модель реального				транзистора.
р-п		переход	(рис. 1.2, а). Из теории р-п перехода			11]

известно, что под действием открывающего переход напря жения v неосновные носители инжектируют, т. е. создают ток через переход і, причем вблизи перехода накапливается неравновесный (избыточный) заряд q. Образование заряда q обусловлено конечной скоростью рекомбинации основных и неосновных носителей: инжектированные неосновные

носители рекомбинируют не сразу, а в течение конечного времени, причем создается некоторая область с избыточным зарядом. Благодаря диффузии и дрейфу эта область имеет некоторую конечную ширину, приблизительно равную дли не диффузии L .

Обычно переход образуется из материалов с существен но различным удельным сопротивлением, поэтому заряд q получается главным образом в высокоомной части перехода

(его	базе).					q(v)
Рассмотрим		вольткулоновую						и	вольтамперную
i(v)	характеристики		перехода.
Накопленный в базе заряд q6 экспоненциально зависит
от напряжения v:
			<?=?o = Q o ( e A c - l ) ,								(1-4)
где	Q0 — равновесный			заряд;		1/Л	=	кТ1цъ		— ф;	— тем
пературный потенциал				(ер?	26		мВ	при		Т° — 20° С);
k, с/э	— постоянная		Больцмана		и	заряд			электрона;		Т —
-ій солютная температура.
Такая связь между зарядом q6						и напряжением на пере
ходе v справедлива			лишь в стационарном						режиме. Однако
во всей области		рабочих		частот		транзистора				соотношение

(1.4) не дает большой погрешности. На этом основывается применение метода заряда к анализу процессов в полу проводниковых приборах с р-п переходами [1].

В установившемся режиме все неосновные носители, инжектированные через переход, должны рекомбинировать

с основными носителями, поэтому в стационарном		режиме
ток через переход определяется неравновесным зарядом			q5
и постоянной	времени рекомбинации в области	базы	tg:
	i = q&/4-	(1.5)
Отсюда следует, что статическая вольтамперная		характе
ристика перехода также экспоненциальна, т. е.
	/ = /.(е"Х?-1).	(1.6)
где / 8 — ток	насыщения.	неудоб
Экспоненциальная характеристика (1.4) и (1.6)

на для анализа процессов в устройствах с р-п переходами, поэтому в дальнейшем используем ее релейную аппрокси мацию (рис. 1.2, б):

при	v	< Е'	<7б = 0,	і =* 0, )	у )
при	v	=•= Е'	<7б >0,	/ > 0 ,	J

где
	Е ' = ф 7	1п^ - =	фг 1 п у .			(1.8)
Обычно	в генераторных		режимах	il I s =	q/Q0	>
> 103 Ч-Ю4 ,	поэтому Е' мало зависит от			изменений вели
чины і и q. Во время работы транзистора				Е' можно считать
константой,	зависящей	лишь от порядка		величины i/Js		=
= q/Qo- При работе в генераторных режимах, для					которых

характерно значительное использование приборов по току, имеем следующие соотношения:

для	кремниевых переходов
	i/I.	= Qa/Qo= 1 0 1 0 Ю 1		2 , т.	е. Е' да 0,7 В;
для	германиевых		переходов
	f7/s =	<?6/Qo =	1 0 3 - M 0 4 (	т. е.	Е' да 0,2 -г 0,3 В.

В динамическом (переходном) режиме уравнение (1.5) не будет справедливым, так как помимо рекомбинации не обходимо учесть составляющую тока перехода, связанную с изменением неравновесного заряда:


Отсюда следует,	что в динамическом		режиме	уравнения
(1.6) и (1.7) для тока также непригодны.
При релейной идеализации свойств перехода следует
пользоваться системой уравнений из			(1.7) для	заряда и
(1.9). Эта система	уравнений	позволяет построить экви
валентную схему р-п перехода,		показанную на рис. (1.2, в).

Здесь переход заменен ключом, источником постоянного

напряжения Е'

и параллельной цепочкой /?р ,

С д . Емкость

С д

отображает

свойство перехода

накапливать

заряд

q0,

сопротивление

Rp,

шунтирующее

емкость

С Д 1 харак

теризует процесс рекомбинации с постоянной

времени Тр.

Чтобы удовлетворялось соотношение (1.7), величина ем

кости

С д должна

стремиться

к бесконечности, а

величина

сопротивления

— к

нулю. Ключ

замыкается

при v

Е',

а размыкается

при q6

= 0.

В ряде случаев идеализированный переход, схема ко

торого

представлена

рис. 1.2, в, и заряд q6 в этом

переходе

будут

изображаться символом, показанным на рис. 1.2,

г.

Идеальный

транзистор

п-р-п

или р-п-р

представляет

собой совокупность

двух идеальных р-п переходов с общей

тонкой базовой областью. Один	из переходов		называется
эмиттерным, другой — коллекторным.
Состояние идеального транзистора (область работы)
определяется величинами напряжений		оэ на эмиттерном и
ук на коллекторном переходах.	Если	принять	релейную
аппроксимацию свойств переходов	(1.7), то можно выделить
следующие области.
?6кАт«	lfjJTT»		1sJTT

	£' v3		£'	О	•	- о*	Е' Vj	0		-v«-v3
				3)			,	е)
Рис. 1.3. Эквивалентные					схемы (а, 6, а, г) и статические				характери
стики (д,		е)	при	релейной		аппроксимации	характеристики пере
						ходов
1.	Активную			область.		Эмиттерный переход			смещен		в
прямом направлении,					а 'коллекторный		— в обратном (оэ				=
= Е';	vR	<	Е').
2. Область отсечки токов. Эмиттерный и коллекторный
переходы		смещены			в обратном направлении				(va <	£";
с„ <	Е').
3. Область насыщения. Эмиттерный и коллекторный пе
реходы смещены в прямом направлении							(v9	— Е'\	р„ =	Е').

4. Инверсную область. Эмиттерный переход смещен в

обратном		направлении,		а коллекторный		—	в	прямом
(v, <	Е'\	vK =	Е').		эмиттерный	и	коллектор
В	о б л а с т и о т с е ч к и
ный	переходы		закрыты.	(Ключи	в эквивалентных			схемах

на рис. 1.3 разомкнуты.) Поэтому идеальный транзистор можно считать бесконечно большим сопротивлением меж

ду	всеми точками.
	В а к т и в н о й	о б л а с т и	эмиттерный переход
инжектирует носители		в базу (ток / э ' ) . Под действием дрей
фа	и диффузии они перемещаются		к коллекторному пере

ходу. Коллекторный переход «втягивает» их, создавая ток

коллектора

ік'.

При инжекции вблизи эмиттера накапливается неравно

весный

заряд

дб9.

Величина

тока

коллектора

пропорцио

нальна

этому заряду,

т. е.

/ ; = % Л

(МО)

где %т — среднее время переноса заряда через базу.

Ток базы аналогично (1.9) определяется процессом

рекомбинации

неравновесного

заряда

базы

эффектом

накопления

заряда:

і б = ^

+ % ,

(1.11)

где

— постоянная

времени

рекомбинации

носителей

в базе.

Соответственно

,; =

, і +

й в ! й і

+ а ь+

% =

± & . + ^

(,.i2)

т,

т и

а,

і ,

где

а 0

1(1+т//тр)—статический

коэффициент

усиления

по

току

в схеме с

общей

базой;

а 0 ^

1, так

как т7

< тр.

Из уравнений (1.10) и (1.11) можно получить соотноше

ния между амплитудами переменных токов

базе

коллекторе

/ к ' :

Р =

IPI е " " «

—

= _ J l _ - >

(1.13)

где р0 =тр/т-/ = «г/юр —статический

коэффициент

усиления

по

току

в схеме с общим

эмиттером

(ОЭ); фр = arctg ютр—

фаза коэффициента усиления

по току.

Отсюда можно определить два важнейших параметра транзистора, характеризующие его работу в активной об ласти: сор = 1/тр — граничную частоту усиления по току в схеме с ОЭ, т. е. частоту, на которой |р'| уменьшается в ] / 2

раз по сравнению со своим значением \|30						на низкой частоте;
со?- — частоту, на которой			\|Р\| =	1 (при В0 >			1)-
Подобные соотношения токов эмиттера и коллектора
можно получить из (1.12) или (1.13):
	а	/к	Ік		Ро

		1		_	а п			(1.14)
			_ ~ _ _ ^ >			>
	1 ф	1 / р 0 ф /со/о)7		1 -ф- /со/ша
где <ва — граничная		частота усиления				по току		в схеме с
общей базой (ОБ), т. е. частота, на которой							\| а \|	уменьшает
ся в	\|А2 раз по сравнению со своим низкочастотным значе
нием	а 0 « 1. При р 0 ^> 1 получаем				соа =		wT.
Заметим, что приведенные соотношения для включения
по схеме с ОБ являются довольно грубым							приближением,

отображающим лишь главные свойства транзистора. Бо лее строгое решение показывает [1], что

fife = (1,24- 1,6) a*,

где коэффициент 1,2 относится к транзисторам с диффузи онным характером движения носителей через базу, а коэф фициент 1,6 — к транзисторам с дрейфовым механизмом движения.

Выражения (1.13), (1.Н) позволяют рассматривать идеальный транзистор в активном режиме как линейный усилитель тока. Поэтому в установившемся режиме при

сложной форме тока базы		/ б ' = ReS l'&N	или эмиттера
	оо
i3'=Re	2 ГъЫ коллекторный ток определится		как сумма гар-
	N=0
монических составляющих возбуждающего тока, изменен
ных в соответствии с коэффициентом усиления по току $
или а:
	оо
	f-K = Re 2	/б*/Р(Мй),	(1.15)
	ік = Re 2j	I9N a (Woo).	T —(4.16)
2 Зак	1056		к&учне - т е л а * ,e -к£Я
2 Зак	1056		б и б л и о т е к * СССР-

Э К З Е М П Л Я Р ЧИТАЛЬНОГО З А Л А

Выражение (1.16) показывает, что вплоть до частот 0,5 соа , т. е. практически во всем рабочем диапазоне частот, идеаль ный транзистор можно считать усилителем эмиттерного

тока	с коэффициентом усиления		а 0 ж 1. Поэтому		формы
токов	эмиттера и	коллектора	практически	совпадают
с точностью до тех спектральных			составляющих,		частоты
которых лежат ниже		частоты 0,5 соа .
Для дальнейшего изложения весь диапазон рабочих
частот удобно разделить на три области.
1.	Область низких	частот: ютр < 0,3. Здесь		в	соответ
ствии с (1.13) с ошибкой менее 5% можно считать,				что [\|3\| =

=Ро-

2.	Область высоких	частот: ютр > 3. Здесь		согласно
(1.13) с небольшой ошибкой можно считать, что
		Э = —/С07-/С0.		(1.17)
3.	Область средних частот: 0,3 <		сотр < 3.
В	и н в е р с н о й	о б л а с т и	неосновные	носители

инжектируются в базу через коллекторный переход и эк страгируются через эмиттерный. Вблизи коллекторного

перехода	накапливается			избыточный				заряд	ддк,	причем
заряды и токи связаны соотношениями,									аналогичными
(1.10) и (1.11) в активном				режиме,			т. е.
			*'э=<7бк/т7"и,								(1.18)
			і к - а 0 ит^Г и		+	^dt,					(1.19)
			г £ = ^ + % .								(1.20)
				т р и		dt
В инверсном		режиме у транзисторов						с неравномерной			кон
центрацией		примесей в базе (дрейфовые транзисторы) па
раметры	хТи	и а 0 и	могут существенно					отличаться		от пара
метров в активной области: тг и						>	tf,	а ои <	а о-		пред
В о б л а с т и			н а с ы щ е н и я					оба перехода

ставляют собой малое сопротивление (ключи в эквивалент ных схемах переходов замкнуты). Поэтому идеальный тран зистор по переменному току представляет собой короткое замыкание всех точек к', б', э'. Здесь заряды инжектируют в базу со стороны эмиттерного и коллекторного переходов. Соответственно общий неравновесный заряд базы q§ можно разделить на две составляющие:

одна из которых q5s образуется вблизи эмиттера за счеі инжекции из эмиттера, другая д б к — за счет инжекции из коллектора. Линейность уравнений, описывающих связь между зарядами и токами, позволяет использовать для ре жима насыщения принцип суперпозиции и записать:

і к - -	ос 0 и -	—
li'p	IJ-JJ	til
« a = - ^ — a		0	— ( 1 - 2 2 )
tj-jj	Tj	at
Tp	at

Последнее уравнение записано в предположении, что в ин версном и нормальном режимах постоянные времени реком бинации не изменяются, Т. Є. Тр = Т р и .

Транзистор при работе в схеме генератора под воздей ствием внешних для него токов и напряжений периодически переходит из активного состояния в состояние отсечки, насыщения или инверсное состояние. В дальнейшем по требуется определять формы токов и напряжений на тран зисторе, а также моменты изменений состояния транзи стора. Для этой цели используем эквивалентные схемы идеальных транзисторов, показанные на рис. 1.3, а, б. Здесь используется релейная аппроксимация характеристик р-п переходов и их эквивалентная схема (см. рис. 1.2, б). Положение ключей в эквивалентных схемах, приведенных на рис. 1.3, определяется значением напряжения или со

стоянием	заряда в переходах.
Схема	рис. 1.3, а соответствует включению	транзистора
с ОБ. В отличие от эквивалентной схемы двух		изолирован

ных переходов в этой схеме способность транзистора про водить токи при обратном смещении на переходах отражена

включением	между коллектором и эмиттером генераторов
токов <7бэ/тг	и	q5K/i;Ta.
При анализе		транзисторных схем очень часто исполь

зуется другая Т-образная конфигурация эквивалентной схемы, представленная на рис. 1.3, б. Она получается из схемы рис. 1.3, а простым преобразованием в соответствии с (1.12). Эта схема является частным случаем известной эк вивалентной схемы Эберса — Молла для случая больших токов через переходы.

<<< < Предыдущая 12 / 462 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 > Следующая >>>

Соседние файлы в папке книги из ГПНТБ