книги из ГПНТБ / Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Проектирование и расчет

Таким образом, влияние изменения коллекторного на­ пряжения на частоту автогенератора определить по (3.37) сравнительно несложно; как правило, с повышением кол­ лекторного напряжения частота автогенератора увеличи­ вается.

Сложнее определить дестабилизирующее влияние эмиттерного напряжения. В данном случае величины D, Р и R являются средними за период колебания. Эти средние зна­ чения (в отличие от 5Д , которая не изменяется) будут из­ меняться при изменении эмиттерного напряжения, главным

Рис. 3.16. Обобщенная схема автогенератора учитывающая комплексные сопротивления цепей как для основной ча

образом, за счет изменения величин т1, г^, гэ0 и Сэ . При отсутствии коррекции фазы увеличение эмиттерного напря­ жения, как правило, приводит к уменьшению частоты.

При работе автогенератора в нелинейном режиме, по­ мимо частотной поправки, описываемой выражениями (3.37), (3.43), появится частотная поправка, обусловленная высшими гармониками коллекторного и базового токов.

Основы теории, анализирующей влияние высших гар­ моник тока на частоту автогенератора, подробно рассмот­ рены применительно к схемам автогенераторов с полной связью активного элемента схемы с контуром в работе Грошковского 17]. Согласно этой теории сумма реактивных мощ­ ностей в колебательном контуре за счет всех гармоник, включая основную, должна равняться нулю. Примени­ тельно к обобщенной схеме транзисторного автогенератора (рис. 3.16), учитывающей влияние высших гармоник тока, можно записать

где Us6N — составляющая напряжения, обусловленная то­ ком коллектора; U&N — составляющая напряжения, обус­ ловленная током базы.

Вынося значения С/'эб и Ule, соответствующие основной частоте, за знак суммы, получаем

N= 2

В соответствии со схемой рис. 3.16 нетрудно найти

Заменяя входящие в (3.61) величины на их значения, вы­ раженные через основные элементы контура применительно к схемам с емкостной связью, учитывая сопротивления со­ ответствующих цепей как для основной частоты, так и для высших гармоник, и имея в виду, что для основной частоты (первой гармоники) остаточное реактивное сопротивление контура значительно меньше активного, а для высших гар­ моник наоборот (контур настроен на первую гармонику), после ряда преобразований получаем значение частотной поправки, обусловленной высшими гармониками тока (ам­ плитудные искажения) в виде

где а, и ал—коэффициенты при основной и высших гар­

мониках тока, т. е. 1км/1н1 = аы/а1; ©о = 1/£С0 . Поскольку частотные поправки бс и ба в отдельности

очень малы по сравнению с единицей, их взаимным влия­ нием можно пренебречь. При выводе уравнения (3.62) учи­

Если в соответствии с (3.33) считать, что для схемы типа А

одинакова.

Частотные поправки за счет влияния высших гармоник тока, описываемые выражениями (3.63) и (3.64), при нали­ чии коррекции фазы соизмеримы с частотной поправкой из-за влияния параметров транзистора, определяемой (3.37). Поскольку эти два вида поправок имеют разные знаки, вполне возможна взаимная компенсация влияния этих поправок. Как видно из рис. 3.17, зависимость ча­ стоты автогенератора от эмиттерного напряжения для схе­ мы типа Б изменяется с изменением ук . На кривой при зна­ чении Ун = 12 отчетливо виден эффект компенсации ухода частоты. В случае изменения коллекторного напряжения (рис. 3.18),. как и следовало ожидать, изменение коэффи-

Рис. 3.17. Экспериментальная зависимость изменения частоты автогенератора от напряжения змиттерной цепи при различных значениях коэффициента коррекции фазы (транзистор П411 с повышенным значением / а , / = 45 МГц; о = 0,4; Q = 350: RB =

•=> 1,2кОм £„== —4 В).

Рис. 3.18. Зависимость изменения частоты автогенератора от на­ пряжения на коллекторе при разных значениях коэффициента кор­

циента y„ мало влияет на величину ухода частоты авто­ генератора.

Дестабилизирующее влияние буферного каскада следует оценивать по реакции его внешнего контура. Величина этой реакции непосредственно зависит от коэффициента усиления буферного каскада по напряжению.

Для схемы, изображенной на рис. 3.15, а, относительное изменение частоты автогенератора, обусловленное реак­ тивностью, вносимой внешним контуром буферного каскада при настройке его в резонанс с частотой автогенератора, в первом приближении равно

где пк — коэффициент, определяемый соотношением (3.54);

— коэффициент усиления буферного каскада; RBH — сопро­ тивление внешнего контура при резонансе.

Характер изменения частоты автогенератора при расст­ ройке внешнего контура показан на экспериментально по­ лученных зависимостях, изображенных на рис. 3.19. Эти кривые характеризуют один и тот же автогенератор при разных значениях коэффициента коррекции фазы в цепи обратной связи.

При коэффициенте коррекции YK = 12, при котором изменение режима автогенератора мало влияет на его ча­ стоту (см. рис. 3.17), изменение частоты автогенератора при расстройке внешнего контура почти целиком будет оп­ ределяться реактивностями, вносимыми в контур автоге­

— контактная разность потенциалов |8]; AEg — ширина запре­ щенной зоны р-п перехода; Н — практически не зависящий от Т коэффициент.

Производная (3.68) по Т будет

Решая совместно (3.66), (3.67), (3.74) и (3.75), можно записать составляющую температурного коэффициента частоты (ТКЧ) ав­ тогенератора, обусловленную температурной нестабильностью па раметров транзистора в виде

дТ дТ

(3.76)

2QSBR*Tfl

где T0 — начальное значение температуры

При наличия коррекции фазы, когда Р а О , с учетом (3.42) составляющая ТКЧ будет определяться как

соСя

С составляющей ТКЧ, обусловленной частотной поправкой за счет высших гармоник тока, учитывая практическую независимость / 3 от Т, можно не считаться.

Рис. 3.21. Характер зависимости составляющей ТКЧ, связанной с активным элементом схемы, от тока эмиттера для транзистора П403 (f = 27 • 106 Гц; Q = 300; о = 0,5; Т = 300 К):

/—без коррекции фазы; 2 — с коррекцией фазы.

Рис. 3.22. Выбег частоты автогенератора (транзистор П403, f =» •= 45 МГц; Q <= 350; 1Ю = 6 мА; ук = 7)-

Составляющая ТКЧ автогенератора за счет температурной нестабильности параметров транзистора может стать существенной добавкой к ТКЧ колебательной системы автогенератора, что может быть особенно заметно при нескомпенсированной фазе на частотах, близких к предельным для данного транзистора. Для иллюстрации на рис. 3.21 приведены расчетные значения т п , хорошо согласую­ щиеся с экспериментальными данными.

3.6.АВТОГЕНЕРАТОРЫ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Полевые транзисторы в настоящее время начинают ши­ роко применяться на практике [9, 10J. Существует два ос­ новных типа транзисторов: с р-п переходом и с изоли­ рованным затвором (МОП-транзисторы).

Ограничимся здесь рассмотрением транзисторов с изо­ лированным затвором, которые имеют преимущества перед транзисторами с р-п переходом по своим высокочастотным свойствам.

Рассмотрим схематическое изображение транзистора с изолированным затвором (рис. 3.23). В слабо легированном примесями полупроводнике, пусть n-типа, создаются две области с высокой концен­ трацией примесей проти­ воположного типа, т. е. в данном случае р-типа. Од­ на из этих областей будет стоком, вторая —истоком.

Пространство между ними перекрывается металличе­ ской пластиной, изолиро­ ванной от полупроводни­ ка тонким слоем диэлект­ рика. Эта пластина назы­ вается затвором.

Если между затвором и истоком будет напряжение, близкое к нулевому, то тока между стоком и исто­ ком не будет. Если на зат­ воре будет отрицательный потенциал (рис. 3.23), то подвижные носители (дыр­

и истоком пойдет ток.

Такой тип МОП-транзистора называется транзистором без заранее заготовленного проводящего канала. Такой транзистор работает в режиме обогащения канала. Важ­ ной особенностью такого транзистора является одинаковая полярность напряжений на затворе и стоке, что позволяет питать эти цепи от одного источника.

Зависимость между напряжением на затворе и током стока, так же как и у транзистора с р-п переходом, будет близка к квадратичной. Однако в отличие от последнего входное сопротивление полевого транзистора остается очень