книги из ГПНТБ / Миловзоров, В. П. Электромагнитные устройства автоматики учебник

Кроме этой мощности, в сопротивлении R у выделяется активная мощность Ру, наибольшая величина которой [fR у. Однако в отличие от «обычных» усилителей, где мощность в активном сопротивлении об­ мотки wy полностью характеризует мощность, затрачиваемую источ­ ником сигнала, в быстродействующих схемах эта мощность значитель­ но меньше определяемой выражением (5.9) и ею можно пренебречь. Из (5.9) видно, что мощность управления целиком зависит от габари­ тов и материала сердечника.

Для быстродействующих усилителей за коэффициент усиления по мощности можно также принять отношение (5.7) к (5.9), из которого видно, что при заданных частоте и габаритах сердечника мощность в нагрузке пропорциональна напряженности # тах и ограничивается только к. п. д. рабочей цепи и нагревом обмотки wp. Таким образом, согласование быстродействующего усилителя с нагрузкой осущест­ вляется аналогично усилителям с самонасыщением.

Динамические свойства быстродействующих усилителей характе­ ризуются, как указывалось в § 5.1, лишь запаздыванием т. Поэтому передаточная функция быстродействующего усилителя имеет вид

Быстродействующие усилители получили свое название вследствие малости величины запаздывания т по сравнению с постоянной времени «обычных» усилителей, равной, как правило, нескольким периодам сети. Однако это быстродействие получают за счет низких коэффици­ ентов усиления быстродействующих усилителей. Например, если «обычный» усилитель с самонасыщением будет иметь коэффициент усиления по напряжению, вычисленный по формуле (5.3), то его по­ стоянная времени, полученная подстановкой этой формулы в (3.49), окажется равной тоже половине периода сети. Чаще всего «обычные» усилители имеют в одном каскаде значительно большие коэффициенты усиления. Поэтому схемы быстродействующих усилителей менее пригодны в качестве схем усилителей слабых напряжений сигнала, чем схемы, рассмотренные в предыдущих главах. Обычно их приме­ няют в устройствах непрерывного и дискретного действия в качестве

элементов с фиксированным временем запаздывания (см., например,

гл. XVI).

§ 5.3. РЕВЕРСИВНЫЕ И МНОГОКАСКАДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Быстродействующие усилители, как указывалось, способны непо­ средственно усиливать сигналы переменного тока. Поэтому их целесообразно использовать в тех системах автоматики, где датчики (например, сельсины) выдают именно такого вида сигналы.

Чтобы напряжение на выходе меняло полярность или фазу на 180° при изменении полярности входного сигнала, применяют реверсивные схемы усилителей.

120

Рассмотрим две типовые схемы: дифференциальную и мостовую, лежащие в основе других более сложных схем.

Дифференциальную схему реверсивного быстродействующего усили­ теля получают путем объединения двух односердечниковых усилите­ лей (рис. 5.4, а) таким образом, чтобы их рабочие полупериоды были сдвинуты на полпериода, а выходные напряжения имели одинаковую полярность. Опорные напряжения U0nl и Uou2 подбирают так, чтобы при отсутствии выходного сигнала сердечники насыщались в моменты

не содержащие основной гармоники. При подаче на вход синусоидаль-

Рис. 5.4. Дифференциальная схема реверсивного быстродей­ ствующего усилителя

ного сигнала его напряжение действует навстречу опорному напряже­

суммарным действием АВ у второго сердечника возрастает, а выходное напряжение уменьшается. В результате на нагрузке появится основная гармоника напряжения (рис. 5.4, в), которая изменит фазу на 180° при перемене фазы управляющего сигнала (рис. 5.4, г). Это позволяет использовать схему для управления реверсивным двухфазным асин­ хронным двигателем.

Для любых величин и фаз управляющего сигнала при указанной величине Uoa по нагрузке протекает постоянная составляющая тока, не меняющая ни величины, ни полярности. В ряде случаев она ока­ зывается полезной, так как вызывает динамическое торможение дви­ гателя и быстро останавливает его при снятии сигнала.

Следует отметить, что управляющее напряжение должно находить­ ся либо в фазе, либо в противофазе с опорным напряжением. При дру­ гих углах сдвига фаз чувствительность усилителя будет уменьшаться, а при сдвиге в л/2 станет равной нулю.

121

Мостовая схема реверсивного быстродействующего усилителя (рис. 5.5, а) образована также из двух односердечниковых усилите­ лей. В отличие от элементарной схемы рис. 5.1, а рабочая обмотка каждого сердечника состоит из двух половин (рис. 5.5, б). Образован­ ные таким образом четыре полуобмотки представляют собой четыре плеча моста, к одной диагонали которого подводится напряжение схемы, а в другую включается нагрузка. Полуобмотки wpl и шр3 принадлежат одному сердечнику, а wp2 и wP4 — другому. Вентили Д 1—Д4 пропускают напряжение схемы только в рабочий полупериод, который у обоих сердечников в отличие от дифференциальной схемы протекает одновременно. В управляющий полупериод напряжение

CLCüt

подбирают так, чтобы в отсутствие сигнала углы насыщения сердечни­

нии индуктивных сопротивлений всех четырех полуобмоток, которые определяются магнитной проницаемостью материала сердечников на «вертикальных» участках петли. На участке л/2-зт мост продолжает оставаться уравновешенным, но при близких к нулю индуктивных со­ противлениях всех четырех плеч. В результате в течение всего рабоче­ го полупериода ток в нагрузке не протекает.

Балластное сопротивление Rq предохраняет рабочую цепь от корот­ кого замыкания и ограничивает ток через рабочие обмотки на участке я/2-л, когда сердечники насыщены и сопротивление обмоток wp определяется лишь их активным сопротивлением.

При наличии управляющего сигнала н. с. обмоток управления вычитается из н. с. обмотки смещения в одном сердечнике, вызывая уменьшение его Абу1, и складывается в другом, где A ßy2 возрастает.

Это приводит к уменьшению asl и увеличению as2 в рабочий полупериод (рис. 5.5, г).

122

В результате на участке asi-as2, когда сопротивление обмоток ^pi и йУрз уже близко к нулю, а сопротивление обмоток wp2 и даР1 еще велико, мост выходит из равновесия и к нагрузке прикладывают­ ся импульсы напряжения, изменяющие свою полярность при измене­ нии фазы управляющего сигнала на 180° (рис. 5.5, д).

Таким образом, в мостовой схеме в отличие от дифференциальной реверсируется не только основная гармоника выходного напряжения, но и его постоянная составляющая. Это позволяет включать нагрузку с выходом как переменного тока (двухфазный двигатель), так и постоян­ ного (обмотка возбуждения машин постоянного тока).

Рис. 5.6. Реверсивный мостовой быстродействующий усилитель с двухполупериодным выходом:

Мостовые усилители легко соединять в многокаскадные схемы. Для этого вместо нагрузки R„ включают обмотку управления после­ дующего каскада. При этом должно соблюдаться условие, чтобы рабо­ чий полупериод предыдущего каскада был управляющим для после­ дующего. Если схема питается от одного источника U0, то достаточно все диоды в последующем каскаде включить в противоположном на­ правлении.

Многокаскадные быстродействующие усилители позволяют усили­ вать сигналы переменного тока без их предварительного выпрямления с коэффициентом усиления по мощнсти до 10е. Запаздывание т такого усилителя лежит в пределах

■ у П < Т < - у ( п + \) ,

где п — число каскадов; Т — период сети.

123

Общим недостатком приведенных схем является однополуперйод­ ный выход. Рассмотрим одну из схем (рис. 5.6, а) с двухполупериодным выходом. Она состоит из двух однополупериодных мостовых схем типа схемы рис. 5.5, а, рабочие полупериоды которых чередуются, благодаря чему мостовые схемы работают попеременно на две первич­ ные обмотки выходного трансформатора Тр. Чередование полупериодов обеспечивается за счет того, что обмотки управления второго мо­ стового усилителя wy2 соединены последовательно с нагрузкой (одной из первичных обмоток трансформатора) первого мостового усилителя. Сигнал же управления подается лишь на обмотки управления wyl первого мостового усилителя. Такую двухполуперйодную схему можно использовать в качестве последнего каскада быстродействующих мо­ стовых усилителей. В мостовых схемах роль цепей смещения могут выполнять рабочие обмотки, если вентили в рабочих цепях шунтиро­ ваны сопротивлениями R w (ср. рис. 5.2, б).

§ 5.4. ОСНОВЫ РАСЧЕТА УСИЛИТЕЛЕЙ

Расчет быстродействующих усилителей сводится к выбору магнитного ма­ териала, размеров сердечника и обмоточных данных, обеспечивающих заданные показатели усилителя. Из анализа, проведенного в § 5.2, ясно, что если, напри­ мер, по заданной выходной мощности из определенного материала выбран сер­ дечник с объемом V [см. формулу (5.7)], то мощность управления, необходимая для полного перемагничивания сердечника, определяется этим объемом, входя­ щим в формулу (5.9), и не может быть выбрана произвольно. В результате может оказаться, что при заданной выходной мощности необходимая величина мощности управления превышает потенциальную мощность источника сигнала. Эта связь между входной и выходной мощностями обусловлена фиксированным временем задержки в быстродействующих усилителях.

В этих условиях выбор сердечников можно осуществлять лишь по одному параметру: Рп или Ру. После выбора следует проверить, будет ли усилитель до­ статочно хорошо удовлетворять заданным условиям. Возможно, что заданное усиление не может быть осуществлено в одном каскаде. В данном случае для

Пусть задана максимальная мощность нагрузки в однополупериодной схеме рис. 5.1, а. Основной размер сердечника можно определить, как и в «обычных» усилителях с самонасыщением, по формуле

где 2 --- коэффициент, учитывающий однополупериодный выход схемы на од­ ном сердечнике.

Значения kb и ki выбирают, как и ранее (см. § 3.7). Удельное число витков можно найти, исходя из заданной кратности изменения тока нагрузки или до­ пустимого минимального напряжения на ней.

124

Минимальный ток холостого хода в однополупериодной схеме (среднее зна­ чение)

откуда

Rn Нс

(5.13)

2Нн шіп

где Нс может быть принято равным напряженности, соответствующей индук­ ции Aßymax на динамической кривой размагничивания (ср. пример 3.2). Подста­ вив значения WpU, Uc. Вс — 0,5Aßymax. k\ и k-0 в (5.11), найдем размер а и все остальные геометрические размеры, в том числе объем сердечника V. Число вит­ ков рабочей обмотки

ьУр = (Ш р /0 k i а .

Диаметр провода определяется по плотности тока или допустимому к. п. д. т) Определив площадь окна для обмотки Wp, следует оценить заполнение окна сердечника, учитывая, что обмотка управления занимает лишь несколько про­ центов от площади окна рабочей обмотки. При необходимости делают повторный

расчет, соблюдая неравенство (5.13).

После выбора сердечника можно найти мощность управления, необходимую

Если усилитель должен управляться однополупериодным сигналом, среднее за полупериод значение которого Uу.Ср. и этот сигнал поступает от источника с внутренним сопротивлением RBB, то потенциальная мощность датчика должна быть не меньше, чем мощность Ру:

г°-

Проверим условие согласования усилителя с нагрузкой, приняв полное со­ противление управляющей цепи равным внутреннему сопротивлению датчика:

где Aßy/AT/y — наклон среднего линейного участка динамической кривой раз­ магничивания.

Выполнение условия (5.18) позволяет с достаточной точностью воспользо­ ваться анализом при идеальной прямоугольной петле гистерезиса [3]. В этом случае по относительному коэрцитивному току

* Нс 7Рвн / wp

w p Нс m \ w y /

и относительным характеристикам вход — выход (см. рис. 5.3) можно найти за­ висимость Пн ■= t (Ну) в абсолютных значениях, а также оценить напряжение

на нагрузке при отсутствии сигнала (Ну m = 0).

125

Если необходимо сместить характеристику, например на середину линейного

участка (U = 0,5), при отсутствующем сигнале (для дифференциальной и мосто­ вой схем) надо уменьшить опорное напряжение

Расчет входного каскада по мощности управления сводится к нахождению максимального объема сердечника, который может перемагнитить данный источ­ ник сигнала с потенциальной мощностью Ру, по формуле (5.14). Из сердечников с одинаковым объемом следует выбирать сердечник с большим окном, так как это позволит увеличить площадь окна обмотки wp и максимальную напряжен­ ность НШах. а значит, и выходную мощность каскада [см. формулу (5.7)].

Другой способ увеличения объема сердечника в реверсивных схемах рис. 5.4 и 5.5 и, следовательно, выходной мощности при неизменной Р у ,п заключается в уменьшении диапазона изменения индукции АВу при соответствующем изме­ нении диапазона ДНу (см. рис. 3.20). При этом моменты времени a si и а 82 будут

Г л а в а VI

МАГНИТНЫЕ МОДУЛЯТОРЫ (УСИЛИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ)

ИЗОНДЫ

Вустройствах автоматики нередко требуется усиливать весьма слабые сигналы постоянного тока. Например, для автоматического регулирования температуры с точностю до Г необходимо усиливать напряжения, поступающие от термопар, порядка 20 мт.

Низкая стабильность нуля электронных и транзисторных усилите­ лей постоянного тока не позволяет усиливать непосредственно такие напряжения: сначала их преобразуют в переменное напряжение, с по­

лики, важен лишь коэффициент усиления по напряжению и стабиль­ ность нуля. Основной причиной ухода нуля реверсивных усилителей

128

§ 6.!. МОДУЛЯТОРЫ С ВЫХОДОМ НА ОСНОВНОЙ ЧАСТОТЕ

Усилителями напряжения могут служить все три вида схем ревер­ сивных усилителей с выходом переменного тока частоты, равной часто­ те питающей сети (см. § 4.2).

Рассмотрим особенности работы трансформаторной схемы (см. рис. 4.8) в качестве усилителя напряжения.

Допустим, что нагрузкой магнитного усилителя является элект­ ронный усилитель, входная лампа которого работает с таким отрица­

При отсутствии сигнала состояние обоих усилителей определяется

и выходное напряжение отсутствует.

При подаче сигнала напряженность Я у складывается с напряжен­ ностью # см для одного и вычитается для другого усилителя. Рабо­ чая точка одного усилителя перемещается в точку /, другого — в точку 2, оставаясь по-прежнему на одной кривой намагничивания. При' противоположной полярности сигнала рабочие точки усилите­ лей меняются местами.

Если крутизну кривой намагничивания обозначить дВ^/дН^, то

127

При изменении полярности тока управления это напряжение ме­ няет фазу на 180°, как в усилителе мощности.

Найдем связь между числом витков обмотки шу, ее сопротивлением Ry, площадью окнауЗу и длиной среднего витка /у. Из выражения

ply Ц>у

Qу ^зап

Крутизна кривой намагничивания dB^/дН_ зависит от качества материала

и положения исходной рабочей точки на семействе кривых намагничивания. Для увеличения коэффициента усиления следует выбирать точку с наибольшей кру­ тизной. Напряженность Нш постоянного поля, соответствующую этой точке,

берут в основу расчета цепи смещения, а индукцию В 0 — в основу расчета пер­

вичной цепи.

Обычно обмотки аісм и w1 занимают 15—20% всей площади окна сердечни­ ка. Остальную площадь окна занимают обмотки Wy и w2. Оптимальное соотноше­

д

dQy (cQQ'/2- cq3/2) = 0

128

и определим оптимальную площадь окна, которую следует отвести под обмотку управления и вторичную обмотку:

Число витков и сечение провода обмотки управления можно изменять, до­ биваясь наилучшего согласования с датчиком управляющего сигнала.

При выборе сердечников для магнитного модулятора необходимо знать за­ висимость коэффициента усиления от размера сердечника. Приняв все линейные величины (/ и Іу) пропорциональными основному размеру а, а сечения (s,Q2 и Qy)—

Таким образом, незначительные изменения размеров сердечника позволяют резко изменять коэффициент усиления.

Рис. 6.2. Соединения цепи переменного тока магнит­ ных усилителей напряжения с выходом на основной частоте:

а — д и ф ф е р е н ц и а л ь н а я с х е м а ; б —- м о с т о в а я с х е м а

Трансформаторную схему применяют благодаря значительному усилению напряжения, которое достигается за счет большого числа вит­ ков обмоток w2. Для этого вида модуляторов используют как коль­ цевые, так и Ш-образные сердечники. Однако намотка большого числа витков обмоток w.2 на кольцевые сердечники сопряжена с технологи­ ческими трудностями. Выполнение же усилителей на Ш-образных сердечниках из-за различия в воздушных зазорах приводит к неиден­ тичности магнитных характеристик, что вызывает повышенную не­ стабильность нуля.

Большое сечение Q2 вторичной обмотки обусловливает уменьше­ ние площади окна Qy под обмоткой управления, а следовательно, и уменьшение Н у при неизменной мощности Р у на входе, что повыша­ ет относительный уход нуля усилителя (ср. § 4.5).

Вследствие указанных недостатков трансформаторную схему сле­ дует применять лишь для усиления сигналов постоянного тока, мощ-