книги / Обнаружение, распознавание и пеленгация объектов в ближней локации
..pdfРассмотрим случай, когда Kt = К = const. Для упрощения дальней ших выкладок положим К = 1, тогда выражение (6.24) примет вид
|
|
1/2 |
N - \ N - 1 |
|
|
С(0,0О) = >N+ Y, |
£cos[(/-*)A (p(0) + (*-/)Av|/(0o)] |
( 6 .68) |
(=0 |
к=0 |
|
Ш |
|
|
Максимальное значение выражения (6.68) получается при Дц/(0о) = = (2ra//A,)sin0o и 0 = 0О. Максимальное значение С(0, 0О)
C.„(eo) = {Af + 2Cil,}W
где Cj, — число сочетаний из /V элементов по два,
СN2 _~ |
т |
(6.69) |
|
2!(Л/-2)! |
|||
|
|
||
Тогда множитель ФАР (в рассматриваемом случае ДН) с адди |
|||
тивной обработкой сигналов может быть представлен в виде |
|
||
|
С(0,0О) |
(6.70) |
|
( М о ) = |
Стах (00 )'
Из формулы (6.68) видно, что при фиксированном угле 0О множитель решетки Еа(0) определяется разностями фаз сигналов в каналах ((/-£)2m//A.)sin0 при всех сочетаниях отношений d/X - (i-k)d/X .
Из выражения (6.67) следует, что соответствующим выбором ко эффициентов передачи сигналов в каналах ФАР можно управлять ви дом ДН ФАР, а точнее, распределением уровней боковых лепестков.
Линейную ФАР можно проредить, выбрав такое расположение приемных элементов, при котором сохранились бы все соотношения d /X , т.е. при i- k = 1,2,...,N - 1, присутствующие в непрореженной ФАР (см. выражение (6.68)). Например, при прореживании 20-эле- ментной ФАР минимальное число элементов, удовлетворяющее ус ловию наличия всех соотношений (i - k ) d / X , составляет восемь (рис. 6.25).
ттТттттттттттттттттт
О |
1 |
2 |
3 |
4 |
5 |
6 |
7 |
8 |
9 |
10 |
11 |
12 |
13 |
14 |
15 |
16 |
17 |
18 |
19 |
р |
ТТ0 1 |
|
4Т Т8 |
|
|
ТТ12 14 |
|
17ТI19 р |
б
Рис. 6.25. Расположение приемных элементов в непрореженной (а) и прореженной ФАР (6) при d!X= 1 и эффективной апертуре а= 20Х
При применении аддитивной обработки сигналов получить прореженную ФАР (см. формулы (6.68)-(6.70)), полностью экви валентную непрореженной, невозможно (рис. 6.26, 6.27).
Мультипликативная обработка сигналов в прореженной ФАР
Если в прореженной линейной ФАР присутствуют все наборы d /X (при i - k - 1,2,..., N - 1 и апертуре а = Nd), которые сущест вуют в непрореженной линейной эквидистантной ФАР, то при применении в прореженной ФАР мультипликативной обработки сигналов с выходов приемных каналов можно получить все необ ходимые наборы
cos[(/-*)A<p(e) + (A:-/)Av)/(e0)],
присутствующие в выражениях (6.68) и (6.70). Для этого необхо димо реализации сигналов с выходов каналов попарно перемно жить и результат перемножения усреднить на интервале принятия решения Г (см. рис. 6.18).
На выходе перемножителя сигналов 4 (рис. 6.28) /-го и к-то каналов имеем отклик
£/((, е. во) - '-К ,К ки 2{cos[q>, (6) +V , (во)■-Фо(в) - V , (во)] +
+cos[2oy - (ф, (0) - ф* (6)) + (ф,- (0 )- ц/к(0))]}. (6.71)
Рис. 6.27. Множитель прореженной ФАР при d - X, а = 20
При усреднении сигнала с выхода перемножителя вторым сла гаемым в фигурной скобке выражения (6.71) можно пренебречь при Т » 2я/со0. Поэтому при суммировании сигналов с выхода интегратора с одинаковыми весами мы получим сигнал, опреде ляющий множитель прореженной решетки с мультипликативной обработкой:
u{t,е , e 0) = ^ |
t / 2 |
x S |
1 а д с о 8 [ ( / - л ) Д ф ( е |
1 |
1=0 |
Jfc=о |
|
|
ш |
|
(6.72) |
|
|
|
17 Зак. 291 |
265 |
Рассмотрим случай, когда Kt=К/, = К. Из выражения (6.72), аналогично (6.68) и (6.70), следует, что множитель решетки при мульти пликативной обработке в прореженной ФАР
|
|
|
|
будет |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
А ( « Л ) - |
С(8,80) |
(6.73) |
||
|
|
|
|
|
O n ах (®0 ) |
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
где |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
С(0,0О) = |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1/2 |
Рис. 6.28. Структур |
Z |
S cos[(* - Л:)Аф(0) + (* - *)ДV(®0 )] |
|||||||
(=0 |
*=0 |
|
|
|
|
||||
ная |
схема |
тракта |
ы |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(6.74) |
||||
обработки |
сигналов |
|
|
|
|
|
|||
в двух каналах про |
|
2 \ |
|
9 |
|
|
|||
реженной ФАР: |
|
(2CWj |
(CN |
определяется из |
|||||
1 — приемные элемен- |
выражения (6.69)). |
|
|
|
|
||||
ты; 2 |
- |
канальные |
Сравнение формул (6.74) и (6.68) показы- |
||||||
усилители; |
3 — фазо- |
г |
т г . / |
|
\ |
/ \ |
/ |
||
вращатели; |
4 - |
пере- |
вает>что множители решетки (в рассматри- |
||||||
множитель; 5 — инте- |
ваемом случае ДН) непрореженной ФАР с |
||||||||
гратор |
|
|
|
аддитивной обработкой и прореженной ФАР |
с мультипликативной обработкой отличаются слагаемыми N. Поэтому ДН прореженной ФАР с мультипликатив ной обработкой имеет лучшие характеристики по сравнению с ДН непрореженной ФАР и аддитивной обработкой при работе по ло кализованному объекту на фоне распределенной в пространстве помехи при существенно меньшем количестве приемных элемен тов и канальных усилителей.
В ДН прореженной ФАР с мультипликативной обработкой сигналов по сравнению с ДН непрореженной ФАР с аддитивной обработкой сигналов полностью подавлены боковые лепестки (см. рис. 6.26, 6.27 и рис. 6.29).
При решении ряда задач, в том числе и в пассивной локации, приемную систему пеленгатора можно значительно упростить, если на входе применить широкополосные приемные элементы и пеленга цию объектов осуществлять с использованием широкополосных сиг-
Рис. 6.29. Диаграмма направленности прореженной ФАР с прямоугольным окном и мультипликативной обработкой сигналов при N = S,a = 20\ и d=X
налов (см. далее 6.4). Тогда синтез апертуры ФАР с широкополосны ми сигналами можно осуществить по выражению (6.72), в котором коэффициенты Klt Кк определяются оптимальной функцией рас пределения Kind) коэффициентов передачи АР (оптимальным про странственным окном), обеспечивающей максимум отношения сигнал/помеха при работе на фоне подстилающей поверхности. При этом ДН синтезированной ФАР с широкополосными сигналами бу дет эквивалентна ДН прореженной ФАР с узкополосными сигналами.
Регрессионная обработка сигналов в многоканальном пеленгаторе с фазированной антенной решеткой
Многоканальная регрессионная обработка сигналов с выходов ФАР может быть применена в активных гидроакустических и ра диотехнических локационных системах при моногармоническом излучении на частоте ос>0. Рассмотрим ФАР (рис. 6.30), представ ляющую собой линейную антенну из N приемных элементов, от стоящих один от другого на расстоянии d. На выходе каждого приемного элемента ФАР включен управляемый фазовращатель.
Примем следующие допущения при рассмотрении регресси онных статистических характеристик сигналов с выходов ФАР.
1. Амплитудные центры всех N приемных элементов совпада ют, а фазовые центры отстоят на расстоянии \i-k\d (/, к — номера приемных элементов).
Рис. 6.30. Функциональная схема приемной части пеленгатора с ФАР
2. Элементарные точечные излучатели объекта и помехи рас положены в бесконечности, т.е. угол на /-й элементарный отража тель для каждого /-го приемного элемента 0/, =0/ (0, — угол па дения плоской волны, отсчитываемой от нормали к линии, на ко
торой расположены приемные элементы). |
|
|
||
|
3. Помеха представляет собой |
распределенный |
в |
угле |
0max.. .0min набор Р элементарных точечных излучателей. |
|
|
||
|
4. Локализованный объект представлен одним или нескольки |
|||
ми |
элементарными точечными |
излучателями |
в |
угле |
0СД0С... 0С+ Д0С ( 0С— угол между направлением на центр объ екта и нормалью к линейной ФАР).
5. Сигнал Е,- (г) на входе /-го приемного элемента от /-го эле
ментарного отражателя представляет собой квазидетерминированный процесс:
$/ (0 = i W f y )®ф {у[(®о+ юд/)' + V/ ~ (I~ 1)ДФ,]}.
где U! — случайная амплитуда; F(0,) — функция направленно сти приемного элемента; ©д, — доплеровское смещение частоты; \|/, — случайная начальная фаза сигнала от /-го элементарного от
ражателя; Дф/ = ———'Sin0/ — сдвиг фазы сигналов в соседних
X
2%
приемных элементах; X= V--------длина волны; V— скорость рас- <°о
пространения колебаний в среде.
6. Случайные фазы сигналов и помех vj/' и ц/" распределены равновероятно, в диапазоне - я ...л с плотностью вероятностей
2л
7. Случайные амплитуды и фазы сигналов |
и |
помех- £/,п, С/£, н//п, < не коррелированы для любых / и /и, т.е.
" |
0 |
0 |
“ |
М [у№ т] = 0; М |
u fv4 = 0; |
М |
т |
= 0; |
|
м Ufuem= 0; |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
с ,.,с |
|
Г |
|
о |
|
|
|
|
|
о |
|
М |
U fU U l = 0;М[ч/,п< ] = 0;Л/ |
и? у* = 0\М |
иг |
= 0; |
|||||
|
о |
о |
|
|
о |
о |
|
|
|
М Uf Uf |
= 0; |
Л/[ч//Ф*] = 0; М |
Щ и пт = 0; |
Л /[\|/? < ] = 0. |
На основании принятых допущений результирующий сигнал на входе /-го приемного элемента от Р элементарных излучателей
4/(О = ^ ^ (0 /)е х р { у [(с о о + а)д/)/ + м// -(/-1 )Д Ч;/]}. (6.75)
/=1
Фазовращатель в /-м канале (см. рис. 6.30) вносит фазовый сдвиг ср/5 поэтому сигнал на выходе /-го канала можно записать в виде
с/. ( О = ^ ^ ( 0 / ) е х р { у [ ( с о о +о)д /)/ + 1 ( / , - ( / - 1 ) Д ^ / + ф ,]}. (6.76)
/=1
На основании статистической независимости ц/, и vj/m, U, и Um при переходе от аналитического сигнала (6.51) к физическому представим взаимоковариационный момент Cik(0) между вход ными сигналами в /-м и к-м каналах:
с» (0).= £ F 1(в, )cos[(* - /) Дф, + ч>,. - ср,\М [с/,2 ].
/=1
Среднее значение квадрата
'F ? = M [C7/2] = P ,2+ CT?,
где (I, — математическое ожидание; а 2 — дисперсия. Тогда
С& ( ° ) = |
( 0 / ) c o s [ ( * - 0Д<Р/ + Ф, " Фа ]• |
/= |
Дисперсию сигнала на выходе к-го канала можно получить из взаимоковариационного момента Cik(0), положив / = к:
А = с м ( о ) = £ ^ 2(е,). /=1
Коэффициент взаимной корреляции rjk(0) между выходными сигналами по /-му и к-му каналам на основании принятых допущений
£ Ч ]F2 (0,)cos[(k - /)Дф, + (р, - Ф* ] rik(0) = С д ( 0 ) _ /=1_____________________________
А
/=I
При наличии на g направлениях элементарных излучателей объекта и на Р направлениях элементарных излучателей помехи можно записать, что
Z^ n ^ C 6/ ) с° з [(* -/)Д ф , + Ф, -Ф Л]
Ъ(°) = М - 7 --------------- 5-----------------------
£ |
^ 2(0/ ) + 1 ^ 2(0*) |
1=1 |
т=1 |
S(0« ) C0S[(* - 0 Дфт+ Ф, - Фа]
^т=\_______________________________ (6.77)
/=1 m=l
,2 _ т - 1________________
£ ч ^ ! (е,)
Коэффициенты взаимной корреляции между выходными сиг налами ФАР, полученными при отражении от локализованного объекта на фоне распределенной помехи, были рассчитаны на ЭВМ по формуле (6.77) при различных значениях безразмерных параметров d IX и а2. При расчетах функция направленности при емных элементов предполагалась гауссовой:
(N £CD |
( |
Tty \ |
/ ’(0) = Foexp |
ехр |
^2 J |
Д1 J |
1 |
где F0 — усиление приемного элемента на опорном направлении; 0 и у — углы пеленга в горизонтальной и вертикальной плоско стях; Д| и Д2 — эффективные углы диаграммы направленности приемных элементов в горизонтальной и вертикальных плоскостях соответственно.
Модель помехи была представлена элементарными точечными излучателями, равномерно распределенными в горизонтальной плоскости с шагом по углу Д0 = 1° в пределах диаграммы направ ленности по уровню 0,1 —Д0, при Д, =40°. Объект представлялся
точечным излучателем, расположенным в той же плоскости, что и помеха.
Коэффициенты взаимной корреляции сигналов на выходах фази
рованной антенной |
решетки (рис. 6.31) |
были |
рассчитаны при |
(р, = (/- l) - ^ ^ s in 0 c, |
d/X =1, а2=0...10, |
0С= 0, |
N = \6 в функ- |
ции от / = к - /. При а2 > 10 и N < 20 коэффициенты взаимной кор |
|||
реляции rik(0) > 0,9 |
и слабо зависят от расстояния между прием |
ными элементами в ФАР, равного d \к- /|.
Множественные коэффициенты регрессии можно представить в виде
о
Piк =~^ik ^ii>
где X = С '1 — матрица, обратная матрице ковариационных мо ментов,
detC = af ...a 2 detr,
г — матрица нормированных коэффициентов взаимной корреля
ции; а? — дисперсия сигнала в /-м канале;
Ik |
1 . у |
0 |
,(1 * detr |
здесь Ajk — алгебраическое дополнение элемента rjk в матрице г. Тогда
и /
В рассматриваемом случае ст, = ок = а, поэтому
0 л
(6.78)
Д/,
ФАР от расстояния между приемными элементами при следующих от ношениях сигнал/шум о2:
а2 = 10 (У); а2 = 2 (2); а2 = 0,5 (3); а2 = = 0,1 (-/); а2 = 0 (5)