книги / Обнаружение, распознавание и пеленгация объектов в ближней локации
..pdfИсследование статистических характеристик будем проводить при следующих допущениях:
1) амплитудные центры антенн А\ и Ai совпадают, а фазовые центры разнесены на величину d (см. рис. 6.2);
2)локализованные источники излучения расположены в бес конечности, т.е. 0? = 0Ч;
3)процессы {£(/)} и {т|(/)} рассматриваются на интервале при нятия решения Т, где их можно считать стационарными в широком смысле.
На основании допущения (1) спектральные плотности данных процессов будем считать совпадающими, т.е.
S ^ ) = Sn((n) = S(ai)
(S(со) можно рассчитать или определить экспериментально).
На ограниченном интервале наблюдения Т реализации £(/) и г|(7) могут быть представлены каноническим разложением вида
00 |
|
x(/) = £ (L ^co s© A/ + ^sin(D*/) при 0 <t<T> |
(6.1) |
А=0
где со* = Лео,, со, =я/Г; £/* и Vk — некоррелированные случайные амплитуды с математическими ожиданиями, равными нулю, и дисперсиями
D ( u„t)=Л Ю = D (vlt)= D {r tJ = D„. |
(6.2) |
На основании равенства (6.2) и принятых допущений запишем
к=0
По существу, уравнение (6.2) есть спектральное разложение стационарной случайной функции по координатным функциям cos(cо*/) и sin(co*0 при различных со. Спектральное представление процесса вида (6.1) на ограниченном интервале наблюдения опи сывает распределение дисперсий Dk по различным частотам. Дис персию каждой составляющей процессов {^(/)} и (г|(/)} можно представить в виде
Dk =Х^2(9)£(ю*)Дю, Асо = со,,
где х — коэффициент ослабления излучения в точке приема; F(Q) — функция направленности антенны.
Коэффициенты Dk могут быть определены и через автокорре ляционную функцию процесса С(т), т.е.
1 Т |
2 т |
|
D o= - \ C {x)dv, |
Dk = |
- JC (T)COS(CO*T)</T приЛ*0 . |
•*0 |
1 |
о |
Для простоты дальнейших выкладок представим процессы на входах каноническим разложением в комплексной форме:
* ( ' ) = |
Л = 0 ,± 1 ,...,± о о ; |
|
к=-оо |
|
|
Wk= v0 |
при к=0; |
|
Wk = (UkjV k)/2 |
приЛ > 0; |
(6.3) |
Wk = (Uk +jVk)/2 |
при Л < 0; |
|
D(Wk) =Dk/2= D'k.
Тогда на основании принятых допущений и уравнений (6.3)
сигналы {4? (/)} и {л • (/)} от /-го точечного элементарного источ
ника можно представить следующем образом:
(0 =H Wk®ф[УК<' +Аф*//2+«I )],
к
Л?(О= I X е ехр[у(«о*/‘ ~ Аф*//2 +а*/)],
к
где Д(рй = 2я—sin0,-, Л=0,±1, ..., ±а>; а*, — случайные начальные
К
фазы. Считая элементарные точечные источники независимыми, ре зультирующий сигнал на выходах антенн представим в виде
M e ) = Е Е w k iехр[у(“ л, t + Дф*//2 + а ек1)], |
|
|
/ |
* |
(6.5) |
|
Е W nm e x p [ у ( © „ * / - Дф„ж / 2 + a ' m ) ] , |
|
Л ; ( ' Л ) = Е |
|
где индексы Л и л характеризуют частоты координатных функций, а индексы / ил» — номера элементарных точечных источников сигнала.
Для распределенной в пространстве помехи, представленной точечными элементарными источниками, выражения для £,"(/) и
Г|" (г) будут аналогичны равенствам (6.5). Считая сигналы и по
мехи некоррелированными, результирующие реализации на выхо дах антенн опишем выражениями
$М сА М с('А )ч п('А),
( 6.6)
л('А А )=т1с('А)+лп('А)>
причем
D(wk)=D (w;)+D (w?),
т.е.
00
1 - 0 !; D (w i)= D \/2.
к=0 к=О
Поскольку процессы {£(/)} и {т](/)} центрированы, нормиро ванную взаимокорреляционную функцию представим как
(6.7)
где 9С и 0П — углы визирования объекта и помехи соответствен но; индекс * означает комплексное сопряжение.
На основании условия |
ограничим число |
членов в разложениях (6.1) и (6.3). На основании статистической независимости случайных фаз и выражений (6.5)-(6.7) получим нормированную взаимокорреляционную функцию в виде
Z Z [ D °ki A ) + D k i A )]cos[© *,т - Дер *, (6)]
i ЫО
^ лА . 0п>т) =
i к=О
(6.8)
16 Зак. 291 |
225 |
Для сигналов на выходах антенн Л, иЛ2и £(/) и т|(/), представ ленных моделями вида (6.3)-(6.6), взаимный дискретный спектр на частоте со* будет
( е с • е п * |
) = м \ $ ( е с А , © * ) Л ( 9 С, е п » ) ] > |
( 6 -9 ) |
где ^(0с,е п,со*) и г|(0с,0 п,©*) — реализациисигналов £(/,0с,0 п)
и т| (/, 0С, 0П) на частоте со*.
Взаимный дискретный спектр сигналов £(/) и г|(/) с учетом выражений (6.5) и (6.7) получим в виде
Используя зависимости (6.6) и (6.10), запишем выражения для синфазного и квадратурного дискретных спектров, аргумента вза имного спектра и функции когерентности на частоте со*:
С и (в,.е„„ш»)=£[>;, (ве)+D1, (в,)]со5[;д<р„ (в)], |
(в.и) |
/ |
|
ей (0 « .вп .'» 4) = 1 И ' ( е«)+ в *.(еп )> |п[>д<|,*-(е )]- |
<612) |
/ |
|
(P ^ (0c»0„,to*) = arctg е5 ,(вс.0 п.®*) |
(6.13) |
C ^ (0 c,0 n, со*)’ |
|
|^ л ( 0с,0 п>(°* )[ |
(6.14) |
У4п(0с>0п>®*) = - |
fz[^/(0c)+^(0n)]]
Для оценок потенциальной точности пеленгации локализован ных излучателей на фоне распределенных помех по полученным зависимостям на ЭВМ были проведены расчеты взаимных стати стических характеристик сигналов на выходах А\ и А2(см. рис. 6.2) в зависимости от угла пеленга объекта 0Спри различных значениях безразмерных параметров d/X0, ос = Дсо/оо0, а2 (где Хо— длина вол
ны, соответствующая средней частоте энергетического спектра; а и Д© — относительная и абсолютная ширина полосы энергетиче ского спектра; а2 — отношение сигнал/помеха по мощности).
При расчетах дисперсий сигналов на входах антенн функция направленности приемных антенн предполагалась гауссовой:
Е (0) = Е0ехр(яб2/ Д?)exp(-nv Y Д\ ), |
(6.15) |
где Ей — усиление антенны на опорном направлении; Д) и Дг — эф фективные углы диаграммы направленности антенны в горизонталь ной и вертикальной плоскостях соответственно; 0 и v — углы пелен га в горизонтальной и вертикальной плоскостях соответственно; Д= 1,06Д,)5 (До5 — ширина диаграммы направленности по уровню 0,5).
Модель помехи была представлена точечными излучателями, равномерно распределенными в горизонтальной плоскости с ша гом по углу Д0 = 5° в пределах диаграммы направленности Д0, при Д0 j = 60°. Объект представлялся либо точечным излучателем, либо диполем с определенным угловым размером, расположенным в той же плоскости, что и помеха. Предполагалось, что спектры из лучения объекта и помехи совпадают и являются гауссовыми:
5,(ю) = 5'0ехр |
—71(СО— COQ) |
(6.16) |
2 2 |
||
|
Ща |
|
Тогда отношение сигнап/помеха
° 2 = ^ /X ^ 0 i -
Обозначив к = со/со0, представим уравнение (6.16) в виде
S(k) = S0ехр[-я(* - 1)2/а2], |
(6.17) |
причем Х1= Х(/к. На основании равенств (6.15)—(6.17) выражения (6.8), (6.11)—(6.14) запишем следующим образом:
S |
F 1 (0/) Z |
[>/ (к) + S? (A)]cos[(k2nd/X0)sin 0, ] |
|
^ л ( 0с*еп)= |
“ |
N |
* |
t *=0
(6.18) s ? , ( e „ e „ . * ) » j ; jr2(e/)[s?(* )+ sf(* )]« 4 > [(K » 'A o)sin0.],
(6.19)
227
Рис. 6.3. Зависимость /*^(0) на фоне распределенной в про странстве помехи при различных отношениях d/X:
dTko= 0,5 (/); dTko= 1,5 (2); dTko= 5 (3); {d!\<,)„ = 5(¥) (а = 2, а2= 10)
( a a t \ |
* |
»®п> |
44n(e c e..* )= aretg ^ |
( 6.20) |
f e ( 8 . . e „ t ) l 2
( 6.21)
£ F 2(0,)[S '(*) + S f ( t) ] '
Как видно из приведенных выше выражений, в случае, когда объект и помеха находятся в одной плоскости, взаимные статиче ские характеристики сигналов не зависят от угла v. При расчетах по выражениям (6.18)—(6.21) коэффициент к задавался в пределах от 0 до 2 с шагом Ah = 10-2.
Как видно из рис. 6.3, с увеличением отношения d/X0 ширина главного максимума функции сужается. При d/X0 = 5 точность пеленгации локализованного источника излучения по уровню /^ (0 ) = 0,5 составит ±1,8°. Для сравнения с работой пеленгатора
на фоне помех приведена зависимость (0) (кривая 4) для чистой
помехи, равномерно распределенной в диапазоне углов 0 = ±30°, максимальное значение которой не превышает 0,06.
При работе по локализованному источнику излучения и при
отношении сигнал/шум а2 = 1 максимальное значение |
(0) |
уменьшается до г^ц(0) = 0,58 (рис. 6.4).
При уменьшении относительной ширины полосы излучения до а = 0,5 побочные максимумы взаимокорреляционной функции возрастают до (0) = 0,4 (рис. 6.5).
Как следует из рис. 6.3-6.5, при работе по объекту по уровню
(0) = 0,5 можно пеленговать объект с точностью А0 = ±2°. Одна
ко узкополосная помеха с относительной шириной полосы а = 0,5
Рис. 6.5. Зависимость ^ п(0) при различных а:
а = 2 (/); а = 1,5 (2); а = 1 (3); а = 0,5 (4); а = 0,1 (5) (d/>* = 5, а г = 10)
может вызвать ложные срабатывания пеленгатора корреляционно го типа на углах пеленга, отличных от 0 = 0 и кратных углу пелен га 0, = arcsin(X/<i).
При увеличении углового размера двухточечного излучате ля (излучающего диполя) до Д0д = 5° максимальное значение
коэффициента взаимной корреляции падает до ^л(0) = ° ’4’ а
точность пеленгации — до Д0 = ±5° (рис. 6.6). По результатам расчетов можно сделать выводы, что в случаях, когда объект представляется точечным источником, в двухканальном пелен гаторе корреляционного типа с параметрами d/Xo = 5, а = 0,5...2, а2 > 1, при селектировании объекта на фоне помехи по уровню (0) = 0,5 потенциальная точность пеленгации бу
дет не ниже Д0 = ±2°.
Для обеспечения стабильности работы пеленгаторов корреля ционного типа после частотной фильтрации процессов на входе их целесообразно подвергнуть нелинейному безынерционному пре образованию вида
Рис. 6.6. Зависимость г^п(0) при работе по излучающему ди полю при различных значениях углового размера диполя:
Д0д= 1° (У); Д0д = 1,5° (2); Д0д= 5° (3) (CHXQ = 5)
-t/, |
при ^(/)<С/01; |
|
* . ( 0 “ /iR ( 0 ] = *5(0 |
при-С/0, < ^(/)< t/02; |
(6.22) |
и г при ^(0 > ^ 02. |
|
где 4(0 и £,(/) — реализации случайных процессов до и после не линейного преобразования соответственно; к — крутизна преобра зования; С/, и U2 — амплитуды сигнала после нелинейного преоб разования; С/01 и U02— пороговые уровни.
При совпадении амплитудных центров антенн в корреляцион ных пеленгаторах спектральные плотности процессов в каналах также совпадают. Для нормальных входных процессов взаимокорреляционная функция после нелинейного преобразования при ст,, = а имеет вид
С5л(в,т)=о ,f> , г{”,(в.т)=о , |
Г5%(в,х), |
(6.23) |
|
1л=1 |
л=1 |
|
|
где а„ =[Ф Я_1 {и02/а %) - Ф п-] (~U0l/ a ^ ) f (k c ^ f /[п \а ^ )(Ф(Ц/а4)
— интеграл вероятности.
Коэффициенты а„ зависят от вида нелинейности. Математиче ские ожидания процессов после нелинейных преобразований (6.22) можно представить в виде
- ^ [ ^ ф |
^ / о ^ + Ф '^ о ./с ^ ] ) . |
(6.24) |
°6 |
J |
|
На основании (6.8) и (6.23) можно рассчитать коэффициент взаимной корреляции сигналов в двухканальном корреляционном пеленгаторе после нелинейного преобразования (6.22):
% л, (6. t) = |
j l |
I Dki (e)cos[® *, x+ Дф *, (6)]} X |
|
n=1 |
l |
i *=0 |
J |
I S |
^/(0)1 |
|
|
(6.25) |
||
. / k=0 |
|
|
|
|
|
|
При глубоком симметричном двустороннем ограничении вида |
||||||
|
|
1 |
при |
4 (*) > 0; |
|
|
«I (» )= /[« » )]= |
0 |
при |
£ (/) = 0; |
(6.26) |
||
|
|
1 |
при |
^ (0 < 0 |
|
|
коэффициент взаимной корреляции примет вид |
|
|||||
(0’т) = 2/7carcsin[r^ (0, т)], |
(6.27) |
|||||
или |
|
|
|
|
|
|
I |
S |
Dki (0)cos[a>A/X - ДФ*, (0)] |
|
|||
/ к*0________________________ |
|
|||||
г4| п, (е>х) = 2/^ arcsin |
|
|
|
|
N |
|
|
|
|
I |
I |
Dt , (9) |
|
|
|
|
/ |
А=0 |
|
Проанализируем зависимости коэффициента взаимной кор реляции сигналов в каналах корреляционного пеленгатора при х = 0 (рис. 6.7, кривые 1, 2, 3) и знаковом функциональном пре-