- •Оглавление
- •Введение
- •Введение
- •1. Математическое описание усилителей
- •1.1. Общие сведения
- •1.2. Математическое описание усилительных устройств
- •1.2.1. Передаточные функции усилительных устройств
- •1.2.2. Представление передаточной функции элементарными звеньями
- •1.2.3. Частотные характеристики усилительных устройств
- •1.2.4. Обратные связи. Понятие устойчивости
- •1.2.5. Влияние цепи обратной связи на основные характеристики усилительного устройства
- •2. Усилительные каскады на транзисторах
- •2.1. Принцип работы усилителя
- •2.1.1. Усилитель оэ с фиксированным током базы
- •2.1.2. Усилитель ок (эмиттерный повторитель)
- •2.1.3. Усилитель об
- •2.1.4. Понятие о классах усиления усилительных каскадов
- •2.2. Методы стабилизации рабочей точки
- •2.2.1. Каскад с последовательной отрицательной обратной связью по току нагрузки
- •2.2.2. Формирование частотной характеристики каскадов с цепями оос
- •2.3. Усилительные каскады переменного тока на полевых транзисторах
- •2.3.1. Общие положения
- •2.3.2. Усилительный каскад по схеме с общим истоком
- •2.3.3. Истоковый повторитель
- •2.3.4. Усилитель ок (эмиттерный повторитель)
- •2.3.5. Основные параметры каскада усилителя на полевом транзисторе
- •3. Каскады предварительного усиления
- •3.1. Условия работы каскадов предварительного усиления
- •3.1.1. Требования к каскадам и режим работы
- •3.1.2. Определение частотной, фазовой и переходной характеристик
- •3.1.3. Резисторный каскад
- •3.1.4. Характеристики и расчетные формулы резисторного каскада.
- •3.1.5. Расчетные формулы каскада в области средних частот
- •3.1.6. Расчет транзисторного резисторного каскада
- •3.2. Выходные каскады
- •3.2.1. Условия расчета каскадов мощного усиления
- •3.2.2. Расчет однотактного транзисторного каскада мощного усиления в режиме а
- •3.2.3. Расчет двухтактного транзисторного каскада мощного усиления в режиме в
- •3.2.4. Бестрансформаторные двухтактные каскады мощного усиления
- •3.2.5. Расчет бестрансформаторных двухтактных каскадов
- •3.3. Широкополосные каскады и каскады специального назначения
- •3.3.1. Особенности широкополосных усилителей
- •3.3.2. Схемы коррекции без обратной связи. Низкочастотная коррекция
- •Высокочастотная коррекция
- •3.3.3. Схемы коррекции с обратной связью
- •Высокочастотная коррекция
- •4.1.2. Усилители постоянного тока, с непосредственной связью
- •4.1.3. Дрейф нуля и способы его уменьшения
- •4 .1.4. Балансные и дифференциальные каскады
- •4.1.5. Операционный усилитель
- •4.1.6. Идеальный операционный усилитель
- •4.1.7. Простейший неинвертирующий усилитель на оу
- •4.2. Преобразователи аналоговых сигналов на операционных усилителях
- •4.2.1. Инвертирующий усилитель на оу
- •4.2.2. Неинвертирующий усилитель на оу
- •4.2.3. Повторитель на операционном усилителе
- •4.2.4. Дифференциатор и интегратор на основе оу
- •4.2.5. Дифференциа́льный усили́тель
- •4.2.6. Суммирующие схемы. Инвертирующий сумматор
- •4.2.7. Неинвертирующий сумматор
- •4.2.8. Интегратор
- •4.2.9. Дифференциатор
- •4.2.8. Активные фильтры
- •Заключение
- •Библиографический список
- •394026 Воронеж, Московский просп., 14
3.1.5. Расчетные формулы каскада в области средних частот
Заменив Ег на и Rг на внутреннее сопротивление полевого транзистора в точке покоя Riт.п, из эквивалентной схемы для средних частот (см. рис. 3.1.5 б) нетрудно найти коэффициент усиления напряжения резисторного каскада с полевым транзистором К, равный отношению выходного напряжения каскада к входному в области средних частот:
(3.1.8)
Для полевых транзисторов полученное выражение неудобно, так как //у них очень сильно зависит от положения рабочей точки и найти его трудно; заменив в (3.1.8) где — статическая крутизна
характеристики тока стока в точке покоя, получим:
(3.1.9)
где Rэкв.в — сопротивление эквивалентного генератора на верхних частотах и, как показано выше, равное параллельному соединению а следовательно, параллельному соединению Так как в каскадах с полевыми транзисторами то в знаменателе формулы (3.1.5) можно пренебречь величиной по сравнению с Ri т.п и получить:
(3.1.10)
Этим выражением обычно и пользуются для расчета коэффициента усиления резисторных каскадов с полевыми транзисторами, так как определение статической крутизны характеристики Sт..п в точке покоя графически затруднений не представляет.
Коэффициент усиления промежуточных широкополосных каскадов с полевыми транзисторами рассчитывают по еще более простой формуле:
(3.1.11)
При расчете каскадов с биполярными транзисторами обычно пользуются не коэффициентом усиления напряжения, а коэффициентом усиления тока Кт, представляющим собой отношение тока сигнала в базе следующего каскада IБтсл к току сигнала IБт в цепи базы рассчитываемого каскада (см. рис. 3.1.1а):
(
где Rвх.тр.сл — входное сопротивление транзистора следующего каскаде, a R~ — сопротивление нагрузки цепи коллектора рассчитываемого каскада для тока сигнала, равное согласно формуле (3.1.4) параллельному соединению R, Rвх.тр.сл и Rд.сл.
Е сли требуется определить коэффициент усиления напряжения резисторного каскада с биполярным транзистором, то достаточно поделить Uвых.т на Uвх.т=Iвх.тRвх.тр или помножить Кт на отношение входных сопротивлений каскадов:
(3.1.13)
Из эквивалентной схемы для нижних частот, изображенной на рис. 3.1.5а, находят уравнение частотной характеристики резисторных каскадов для этих частот, представляющее собой зависимость относительного усиления Y от частоты сигнала, или обратную зависимость коэффициента частотных искажений M=1/Y от частоты:
(3.1.14)
(3.1.15)
Здесь f — частота, на которой определяют относительное усиление или коэффициент частотных искажений; Rэкв.н и R0 определены ранее для каскадов при анализе эквивалентной схемы на низших частотах.
Выражение (3.1.14) показывает, что относительное усиление Y резисторного каскада на низших частотах изменяется от 0 до 1 при изменении частоты сигнала от 0 до ∞.
Положив в (3.1.15) М=Мн, f = fн и решив результат относительно С, получим формулу для расчета необходимой емкости конденсатора межкаскадной связи по допустимому коэффициенту частотных искажений Мн на низшей рабочей частоте fн:
(3.1.16)
Уравнение частотной характеристики для области высших частот рабочего диапазона транзисторного и лампового резисторных каскадов, представляющее собой зависимость относительного усиления Y от частоты, а также обратную зависимость коэффициента частотных искажений М=1/Y от частоты, находят из эквивалентной схемы резисторного каскада для высших частот, изображенной на рис. 3.1.5в.
(3.1.17)
(3.1.18)
Сопротивление Rэкв.в на основании сказанного ранее для лампового резисторного каскада представляет собой параллельное соединение :
(3.1.19)
а во второй формуле (3.1.19) относящейся к транзисторному резисторному каскаду, работающему на биполярный транзистор, для которого почти всегда Rr>>R:
(3.1.20)
Из-за влияния rб.сл, входящего в эквивалентную схему рис. 2.4.3а, свойства и характеристики резисторных каскадов, работающих на входную цепь биполярного транзистора, сильно отличаются на очень высоких частотах от свойств и характеристик резисторных каскадов, работающих на вход полевого транзистора; на высоких частотах rб.сл уменьшается и превращается в rб, входящее в выражение (3.1.19).
Выражение (3.1.17) показывает, что относительное усиление резисторного каскада на верхних частотах изменяется от 1 до 0 при изменении частоты сигнала от 0 (средние частоты) до ∞
Р ешив выражение (3.1.18) относительно Rэкв.в, получим формулу, позволяющую найти по заданной верхней рабочей частоте fв и коэффициенту частотных искажений Мв на этой частоте:
(3.1.21)
По найденному значению Rэкв.вmax, используя соотношения (3.1.4) и (3.1.19), для достаточно высокочастотного транзистора следующего каскада можно выбрать сопротивления резисторов схемы, обеспечивающие удовлетворение предъявленных к каскаду требований.
Вид фазовой характеристики резисторного каскада, изображенной на рис. 3.1.4 б, нетрудно пояснить по эквивалентным схемам рис. 3.1.5. Так, из эквивалентной схемы рис. 3.1.5 а видно, что на нижних частотах сопротивление цепи, подключенной к генератору сигнала, имеет емкостную и активную составляющие, а поэтому ток сигнала I в цепи опережает ЭДС эквивалентного генератора на угол φ, стремящийся к 90° при безграничном понижении частоты. Выходное напряжение резисторного каскада Uвых , равное произведению этого тока на R0, также будет опережать ЭДС, а следовательно, и находящееся с ней в фазе входное напряжение на тот же угол. На верхних частотах, как видно из рис. 3.1.5 в, ток в цепи также опережает ЭДС эквивалентного генератора на угол, меньший 90°, так как цепь имеет активную и емкостную составляющие сопротивления. Но выходное напряжение, представляющее собой падение напряжения сигнала на емкости С0, отстает на 90° от тока сигнала через эту емкость, а следовательно, отстает от ЭДС эквивалентного генератора, находящегося в фазе с ЭДС. В результате в области верхних частот у резисторного каскада угол сдвига фазы φ между выходным и входным напряжениями при безграничном овышении частоты стремится к 90°. Фазовая характеристика как транзисторного каскада на биполярном транзисторе, так и транзисторного каскада на полевом транзисторе в области нижних и верхних частот(соответствующая эквивалентным схемам рис.(3.1.5)
(3.1.22)
(3.1.23)
Отрицательное значение угла сдвига фазы в последней формуле свидетельствует о том, что на верхних частотах выходное напряжение отстает от входного.
На рис. 3.1.6в показано, как искажается форма прямоугольного импульса, усиливаемого резисторным каскадом; рассмотрим физические основы возникновения этих искажений, называемых переходными.
При подаче мгновенного скачка напряжения на вход резисторного каскада емкости С и С0 от воздействия этого скачка заряжаются. Процесс заряда малой емкости С0 происходит быстро, и напряжение на ней, являющееся выходным напряжением каскада, достигает установившегося значения через очень малый промежуток времени (рис. 3.1.6а); заряд этой емкости, а следовательно, и нарастание выходного напряжения происходят по экспоненциальному закону. За это время разделительный конденсатор С, имеющий большую емкость, не успевает заметно зарядиться, и напряжение на нем в процессе заряда емкости С0 можно считать равным нулю. Поэтому при рассмотрении процесса нарастания фронта выходного импульса в эквивалентной схеме каскада можно закоротить С, исключив тем самым его из схемы; при этом эквивалентная схема каскада превращается в эквивалентную схему для верхних частот.
Рис. 3.1.6. Переходные характеристики резисторного каскада: а — в области малых времен; б, — в области больших времен; в — искажения одиночного прямоугольного импульса
По мере заряда конденсатора С выходное напряжение резисторного каскада, равное разности напряжения скачка между точками М и Н (см. рис. 3.1.3 б) и напряжения на конденсаторе С, уменьшается, вследствие чего переходная характеристика каскада в области больших времен экспоненциально падает при увеличении времени (рис. 3.1.6 б). Так как заряд конденсатора С занимает много большее время, чем заряд емкости С0, то при рассмотрении процесса заряда конденсатора С емкость С0 можно считать уже заряженной и удалить ее из схемы; в этом случае схема превратится в эквивалентную схему для нижних частот. Отсюда следует, что переходная характеристика каскада в области малых времен, определяющая его время установления и обусловленная в резисторном каскаде процессом заряда емкости С0, определяется эквивалентной схемой каскада для верхних частот, а переходная характеристика каскада в области больших времен, определяющая искажения вершины усиливаемых импульсов и обусловленная в резисторном каскаде процессом заряда разделительного конденсатора С, определяется эквивалентной схемой каскада для нижних частот.
Из того, что переходная характеристика резисторного каскада в области больших и малых времен определяется теми же эквивалентными схемами для нижних и верхних частот, что и частотная и фазовая характеристики, следует: частотная и фазовая характеристики каскада на верхних частотах определяют его переходную характеристику в области малых времен, а следовательно, его время установления и выброс; частотная и фазовая характеристики каскада на нижних частотах определяют его переходную характеристику в области больших времен, а следовательно, и искажения вершины импульсов; частотная и фазовая характеристики усилительного каскада жестко связаны с его переходными характеристиками. Эти правила справедливы для каскадов с любой схемой межкаскадной связи.
Из-за искажений, вносимых емкостью С0 и конденсатором С, одиночный прямоугольный импульс, прошедший через резисторный каскад, приобретает вид, показанный на рис. 3.1.6в.
Переходная характеристика в области больших времен, определяемая процессом заряда конденсатора С через сопротивления и представляющая собой монотонно падающую по экспоненциальному закону кривую (рис. 3.1.6 б), стремится к нулю при неограниченном возрастании времени t и определяется уравнением:
(3.1.24)
(3.1.25)
представляет собой постоянную времени резисторного каскада на нижних частотах, а
(3.1.26)
является нормированным временем. Приравняв время t длительности импульса Ти, найдем, что спад вершины прямоугольного импульса, вносимый резисторным каскадом
(3.1.27)
Положив А = АТ и решив результат относительно С, получим формулу для расчета емкости конденсатора межкаскадной связи по допустимому спаду вершины Дт прямоугольного импульса длительностью Т:
При ΔТ <<1, что обычно имеет место на практике, ln1/(1- ΔТ)~ ΔТ и формула для расчета необходимой емкости конденсатора С упрощается:
(3.1.28)
Выражение (3.1.20) дает немного завышенное значение С, но это завышение даже при ΔТ=0,1 составляет всего лишь около 5%, что допустимо. Решив (3.1.28) относительно ΔТ, получим Аг=ТИ/тн, откуда следует, что спад приближенно равен отношению длительности импульса к постоянной времени каскада на нижних частотах. Например, для получения спада 2% при длительности импульса 2 ,мс необходима постоянная времени каскада, в 50 раз превышающая длительность импульса и, следовательно, равная 0,1 с.
Переходная характеристика в области малых времен, определяемая процессом заряда паразитной емкости С0 и представляющая собой кривую, изображенную на рис. 3.1.6 а, определяется уравнением
(3.1.29)
г де
(3.1.30)
есть постоянная времени резисторного каскада на верхних частотах, а
(3.1.31)
представляет собой нормированное время.
Как видно из уравнения (3.1.28), процесс установления фронта импульса на выходе резисторного каскада происходит монотонно, а следовательно, у резисторного каскада выброс фронта отсутствует.
Нормированное время установления резисторного каскада ху нетрудно найти из уравнения (3.1.28), определив из него х1, соответствующий значению y1 = 0,1, и х2, соответствующий y2 = 0,9:
(3.1.32)
Получим формулу, позволяющую найти необходимое значение Rэкв.вmax по заданному времени установления каскада:
(3.1.33)
Используя соотношения (3.1.4) и (3.1.19) для достаточно высокочастотного транзистора следующего каскада по известному Rэкв.вmax, можно выбрать сопротивление резисторов схемы, обеспечивающее удовлетворение предъявленных к каскаду требований.
Положив в уравнении (3.1.16) частоту / равной верхней граничной частоте резисторного каскада , на которой относительное усиление 7в.гр=0,707, и решив это уравнение, найдем соотношение между :
(3.1.34)
Зная верхнюю граничную частоту, по формулам (3.1.34) можно найти время установления (и наоборот); соотношения (3.1.34) приближенно справедливы для любых усилительных каскадов и даже для многокаскадных усилителей.