Osnovy_skhemotekhniki_posobie

Кнедостаткам индуктивной ВЧ коррекции следует отнести:

1)коррекция эффективна только при работе на высокоомную нагрузку, т.е.

должно выполняться неравенство RН RС;

2)из-за отсутствия широкого ряда серийно выпускаемых индуктивностей очень сложно получить в реальной схеме точное значение Lopt ;

3)индуктивность является источником электромагнитного излучения, что требует использования экранировки, следовательно, использование индуктивной ВЧ коррекции ведет к увеличению веса, габаритов и стоимости усилителя;

4)индуктивную ВЧ коррекцию сложно реализовать в микро исполнении

(непригодна для интегральных схем).

Каскады с индуктивной ВЧ коррекцией используются в усилителях для

электронно-лучевых трубок (там очень большое сопротивление нагрузки), а

также в дешевой радиоаппаратуре.

Особенности расчёта схемы индуктивной ВЧ коррекции в каскаде на

биполярном транзисторе (рис.8.5)

Рис.8.5. Принципиальная схема каскада ОЭ с индуктивной ВЧ коррекцией

Индуктивность L в этой схеме выполняет здесь ту же роль, что и в каскаде с полевым транзистором, – увеличивает сопротивление коллекторной цепи в области верхних частот и этим поднимает усиление каскада на ВЧ. В каскаде с

91

биполярным транзистором основной причиной снижения усиления на ВЧ является уменьшение крутизны характеристики транзистора.

В качестве нагрузки может быть и последующий каскад. При анализе схемы будем полагать, что модуль сопротивления нагрузки больше, чем сопротивление в коллекторной цепи: ZН RK . Только в этом случае схема индуктивной ВЧ коррекции будет работать эффективно (в противном случае сопротивление нагрузки будет шунтировать сопротивление коллекторной цепи и увеличение усиления на ВЧ будет незначительным).

Эквивалентная схема каскада с индуктивной ВЧ коррекцией для каскада на БТ имеет такой же вид, как и для каскада на ПТ (рис.8.3).

Выражение для модуля частотных искажений для такой схемы:

степени в знаменателе больше, чем в числителе, следовательно, схема не возбуждается. Приравнивая коэффициенты при одинаковых степенях частоты

в выражении для модуля частотных искажений Mв (8.12) получаем выражение для m:

Таким образом, Lopt f RК , то есть сопротивление коллектора влияет на величину оптимального значения корректирующей индуктивности.

92

8.2. ВЧ коррекция с использованием частотно-зависимой ООС

Схема ВЧ коррекции с использованием частотно-зависимой ООС в

каскадах на полевом транзисторе

Втранзисторных каскадах ПУ схемы индуктивной ВЧ коррекции дают небольшое увеличение усиления на ВЧ вследствие малого сопротивления нагрузки каскада (нагрузкой является входное сопротивление следующего каскада). В интегральных микросхемах индуктивная ВЧ коррекция оказывается конструктивно невыполнимой.

Втранзисторных широкополосных каскадах, работающих на следующий транзисторный каскад, значительно лучшие результаты дают схемы ВЧ коррекции с ООС, среди которых наилучшие результаты позволяет получить

схема истоковой ВЧ коррекции (рис.8.6).

EК

RС

Cр

Cр

VT

RН CН

RЗ

CИкорр

RИкорр

R’И C’И

Рис.8.6. Принципиальная схема каскада ОИ с истоковой ВЧ коррекцией с использованием

частотно-зависимой ООС

В схеме на рис.8.6 RИкорр и СИкорр – элементы ВЧ коррекции. К ним могут

93

Для обеспечения ВЧ коррекции с использованием частотно-зависимой ООС необходимо выбрать ёмкость конденсатора цепи истока СИкорр , таким

а в области НЧ и СЧ:

1

RИкорр ZИ RИкорр , (8.16)

CИкорр

K 1

K0

3

K0 /F

2

f

Рис.8.7. АЧХ каскада ОИ (рис.10.6):

1

1 – в области НЧ, СЧ и ВЧ: RИкорр , следовательно, ООС отсутствует во всём

CИкорр

диапазоне рабочих частот (RИкорр 0,СИкорр – отсутствует);

1

2 – в области НЧ, СЧ и ВЧ: RИкорр , следовательно, ООС работает во всём

CИкорр

диапазоне рабочих частот (RИкорр 0,СИкорр – отсутствует);

1

3 – в области НЧ, СЧ: RИкорр – ООС снижает коэффициент усиления (график

CИкорр

1

2), в области ВЧ: RИкорр – ООС отсутствует (график 1).

CИкорр

94

Определим оптимальные значения RИкорр и СИкорр . Коэффициент

передачи каскада с элементами частотной коррекции имеет вид:

Запишем коэффициент усиления каскада с элементами частотной коррекции в виде многочлена относительно частоты:

и – постоянная времени цепи истока.

Приравнивая соответствующие коэффициенты при одинаковых степенях

Порядок расчета элементов коррекции:

1)Разработчик должен принять решение: насколько можно снизить коэффициент усиления, то есть задаться фактором ООС.

2)Исходя из известного значения крутизны транзистора S (справочный параметр) определяется сопротивление цепи истока:

RИкорр F 1. (8.20)

S

3) Определяется оптимальная величина параметра m:

4) Определяется постоянная времени цепи истока И :

95

5) Определяется величина корректирующей ёмкости цепи истока СИкорр :

Таким образом, элементы коррекции определяются фактором обратной связи. Значение корректирующей ёмкости СИкорр должно быть в пределах десятков-сотен пФ.

Недостаток такой схемы коррекции: в данной схеме принципиально необходимо снижать усиление в фактор обратной связи F раз.

Достоинства:

­Схема с ВЧ коррекцией с использованием частотно-зависимой ООС не требует высокоомной нагрузки для эффективности её работы, то есть схема универсальна.

­Корректирующими элементами являются сопротивления и емкости,

следовательно, легко реализовать оптимальную коррекцию.

­Сопротивления и конденсаторы легко реализовать в микроисполнении.

­Нет источника электромагнитных помех, то есть нет необходимости в экранировании, а, следовательно, существенно уменьшаются габариты.

96

Особенности расчёта схемы ВЧ коррекции с использованием частотно-

зависимой ООС в каскадах на биполярном транзисторе

Работа схемы (рис.8.8) не отличается от работы каскада на ПТ. Коррекция в схеме ОЭ осуществляется цепью эмиттера: RЭкорр и СЭкорр . Расчётные

соотношения остаются такими же, меняются только обозначения: A m F ,

EК

RК

R1 Cр

Рис.8.8. Принципиальная схема каскада ОЭ с эмиттерной ВЧ коррекцией с использованием

частотно-зависимой ООС

Связь между оптимальным значением параметра mopt и глубиной ООС определяется выражением (8.24).

mopt

Порядок расчета элементов ВЧ коррекции с использованием частотно-

зависимой ООС в каскаде на БТ:

1)Разработчик должен принять решение: насколько можно снизить коэффициент усиления, то есть задаться фактором ООС F .

97

2)Из известного значения крутизны транзистора S (справочный параметр)

определяется сопротивление цепи эмиттера:

8.3. НЧ коррекция

Источником частотных искажений в области НЧ транзисторных усилителей являются разделительные конденсаторы Ср и блокировочные конденсаторы СЭ:

­с уменьшением частоты входного сигнала увеличивается сопротивление емкости и, соответственно, увеличивается падение напряжения на разделительных конденсаторах Ср , в результате чего уменьшается выходное напряжение каскада,

­с уменьшением частоты входного сигнала увеличивается сопротивление емкости СЭ, вследствие чего шунтирование сопротивления RЭ

конденсатором СЭ становится слабее и резистор эмиттерной стабилизации

RЭ образует цепь ООС, снижающую коэффициент усиления каскада.

98

В данном случае коэффициент частотных искажений каскада Mн на нижней граничной частоте fн определяется произведением Mн Mнр MнЭ,

где Mнр – коэффициент частотных искажений, обусловленный влиянием конденсатора Ср , MнЭ – коэффициент частотных искажений, обусловленный влиянием конденсатора СЭ.

Схема НЧ коррекции в усилительных каскадах

Для расширения полосы пропускания усилительного каскада в сторону низких частот (т.е. для улучшения его частотной характеристики на НЧ и улучшения переходной характеристики каскада в области больших времен – спад вершины импульса) часто используется сглаживающий фильтр в цепи коллектора (рис.8.9).

EП

Rф

Cф

Rк

R1 Cр

Рис.8.9. Принципиальная схема каскада ОЭ с НЧ коррекцией

Принцип действия схемы основан на увеличении сопротивления коллекторной цепи с уменьшением частоты, в результате чего возрастает коэффициент усиления на НЧ. Это компенсирует снижение усиления на НЧ,

обусловленное влиянием разделительного конденсатора Ср и блокировочного конденсатора СЭ. При правильном выборе номиналов корректирующих элементов Rф и Сф такая схема позволяет расширить полосу пропускания каскада в сторону НЧ в 3-5 а иногда и более чем в 10 раз, что значительно уменьшает и даже устраняет спад вершины импульсных сигналов.

99

Номиналы корректирующих элементов выбираются таким образом, чтобы в областях СЧ и ВЧ выполнялось неравенство (8.29), а в области НЧ неравенство (8.30).

Для определения оптимальных параметров корректирующих элементов методом Брауде необходимо определить модуль коэффициента частотных искажений в области НЧ:

Приравнивая коэффициенты при второй степени частоты в числителе и

знаменателе, получаем выражение для оптимального значения m:

100