книги / Радиоприемные устройства.-1

Рис. 9.14

Рис. 9.15

2 ы цЛ откуда <оа = — tg ——

Если частота дискретизации мала, т.е. соцД « 1, то ооа « со Таким обра­ зом, на низких частотах характеристики ЦФ и АФ совпадают, для других соот­ ношений соц и Д следует учитывать трансформацию масштаба по оси частот при переходе от описания АФ к описанию ЦФ.

В процессе синтеза методом инвариантных частотных характеристик не­ обходимо в заданном выражении АФ К(р) осуществить замену переменных по формуле (9.15), а затем для полученной дробно-рациональной функции H(Z) в соответствии с приведенными выражениями и правилами записать ал­ горитм преобразования х( пТ ) в у ( п Т ) %

Таким образом, для заданной АЧХ ЦФ можно синтезировать структурную схему и найти параметры всех требуемых преобразований. Управление АЧХ ЦФ сводится к изменению алгоритма преобразования. Дополнив ЦФ решаю­ щим устройством (РУ), управляемым пользователем по шине данных с тастатуры или по цепи адаптации РПУ к ЭМО, приходим к структуре программиру­ емого ЦФ (рис. 9.14).

На рис. 9.15 приведена структура ЦФ, используемого для адаптивной ком­ пенсации помехи на входе РПУ (см. § 8.3 ).

Структурная схема, реализующая (9.19), приведена на рис. 9.16. Сигналы ^скв (п и подаются на квадраторы, выполненные на основе пере­ множителей, а затем осуществляются операции суммирования, извлечения корня и перехода к сигналу модуляции в аналогово^форме с помощью ЦАП

Ус(0 v*a(t) - у ( 0 v'c(t)

/ ( 0 “

2ir(V2c (t) + V2( 0 )

После перехода к дискретизированному и квантованному сигналам, а так­ же приближенной замены производных первыми разностями получаем:

На рис. 9.17 представлена структурная схема, соответствующая алгоритму вцда (9.22).

9.5.Цифровые автоматические регулировки усиления

ичувствительности

Кнедостаткам аналогового (непрерывного) метода регулирования на ос­ нове нелинейных электронных приборов (см.главу 7) относятся: искажение сигнала из-за нелинейности регулируемых приборов; неидентичность характе­ ристик вследствие влияния разброса параметров компонентов; трудность по­ лучения малого (в пределе нулевого) изменения выходного сигнала в широ­ ком диапазоне изменения входных сигналов; возможная неустойчивость в ра­ боте из-за наличия петли обратной связи в тракте с регулированием и т.д. От указанных недостатков свободны дискретные системы АРУ и АРЧ, которые

могут применяться как в ЦРПУ, так и в аналоговых РПУ, использующих АЦП

втрактах соответствующих автоматических регулировок.

Воснове рассматриваемых регулировок лежит принцип дискретного ре­

рактеристики тракта с дискретно управляемым коэффициентом передачи К (штриховая линия - аппроксимируемая характеристика). Как видно, для зна­

вания, как и в АЦП, может оыть равномерным, т. е. не зависящим от уровня

а

казывающий, во сколько раз меняется коэффициент передачи тракта за одно дискретное приращение Д£/упр (так называемый коэффициент компрессии за один дискрет); п —число дискретных значений коэффициента передачи во всем динамическом диапазоне регулятора.

Для повышения линейности амплитудной характеристики для любой вели­ чины входного сигнала целесообразно отказаться от использования регулируе­ мых по постоянному току электронных приборов. Наиболее пригодны в дис­ кретных АРУ дискретно-управляемые аттенюаторы (ДУА) (резистивные или емкостные), в которых приняты меры по повышению линейности. Структур­ ная схема цифровой АРУ (ЦАРУ) в тракте аналогового РПУ приведена на

Рис. 9.19

рис. 9.19, где АД - амплитудный детектор; АЦП — преобразователь аналого­ вого сигнала в цифровую форму; ЦВУ —цифровое вычислительное устройст­ во, управляющее ДУА в соответствии с требуемыми регулировочными харак­ теристиками.

Наиболее широкое применение нашли ДУА на основе резистивных матриц линейных делителей напряжения, переключаемых с помощью коммутирую­ щих ключей (диодов или электромеханических реле - герконов). Такой ДУА имеет ступенчатую регулировочную характеристику с программным управле­ нием в соответствии с цифровым кодом. На рис. 9.20 приведены схемы Г-об- разных ДУА, резисторы которых дискретно изменяются по законам: R. = = R Q21” 1 (рис. 9.20,а) и-Я ~ 2R (рис. 9.20, б ) . Современная технология поз­ воляет получить высокие показатели таких ДУА по стабильности; относитель­ ная погрешность составляет ± 0,02 % и температурная нестабильность коэф­ фициента отношения сопротивлений менее 10" 5 1/град. Цифровые АРУ (АРЧ) имеют ряд достоинств, таких,как линейность, высокая повторяемость харак­ теристик, малая чувствительность к действию дестабилизирующих факторов, надежность используемых цифровых элементов. Кроме того, они обладают качествами, не характерными для непрерывных регулировок: высокой поме­ хозащищенностью и возможностью реализации более совершенных алгорит­ мов.

Помехозащищенность ЦАРУ обусловлена независимостью коэффициента передачи аттенюатора при эквивалентном изменении управляющего воздейст­ вия под действием помехи в пределах одного дискрета регулирования. Воз­ можность реализации новых алгоритмов рассмотрим на примере структуры ЦАРУ (рис. 9.21, а). Структура содержит измеритель мощности сигнала на выходе тракта ИМ; АЦП и квантователь с бинарным законом квантования (если Um вых больше заданного значения из , т. е. Um вых > из , то в АЦП вы­ рабатывается сигнал ошибки Z ^ = —1, если Um вых < из , то Z = 1). Сигнал ошибки поступает на усредняющий реверсивный счетчик РС1 с емкостью (ко­ эффициентом счета) п^. Как только достигается переключение реверсивного счетчика РС1, на его выходе генерируется импульс, увеличивающий или умень­ шающий (в зависимости от знака переполнения) на единицу число, создавае­ мое вторым реверсивным счетчиком РС2. Счетчик РС2 работает так, что он не может переполняться, т. е. в том случае, когда код Л в РС2 достигает значения

структуры регулировки в аналоговой АРУ.

it

и.зд

Зона ив 'г нечувствительности

1

1

переполнения

Рис. 9.21

В рассматриваемой структуре возможен колебательный режим, сопровож­ даемый изменением кода в РС2 на единицу. Таким образом возникает пара* зитная AM полезного сигнала. Это явление мо^но устранить, если использо­ вать трехуровневое квантование, т. е. 2 д = —1,!^ д = 0,Z = 1 (рис.9.21, б). Наличие зоны нечувствительности приводит к тому, что модуляция коэффи­ циента передачи тракта исключается. Частота дискретизации работы АЦП обычно выбирается на порядок больше ширины спектра сигнала в АЦП.

9.6.Цифровая фазовая авгоподстройка частоты

Воснове работы ряда автоматических устройств ЦРПУ (слежения за час­ тотой и фазой входного сигнала, синхронизации, синтеза частот и т.д.) лежат принципы работы системы цифровой фазовой автоподстройки частоты

Рис. 9.22

(ЦФАП). Система ЦФАП служит для измерения и автоматической компенса­ ции нестабильности фазы колебания, принимаемого и обрабатываемого в циф­ ровой форме.

ЦФАП является разновидностью общей системы автоматического регули­ рования (САР). Обобщенная структурная схема последней приведена на рис. 9.22, а В соответствии с рис. 9.22 входной сигнал х ( t) , содержащий по­ лезный компонент и аддитивный шум, поступает на преобразователь 1 , в ко­ тором осуществляется так называемая процедура обратной связи по решению, необходимая для регенерации сигнала, управляющего САР. Необходимость в этой процедуре связана с тем, что в случае ряда дискретных сигналов информа­ тивный параметр (частота колебания) Имаскируется” их манипуляцией. Напри­ мер, при ЧМ в сигнале х(г) нет в явном виде колебания центральной частоты, при фазовой манипуляции происходят скачки фазы, затрудняющие определе­ ние фазы опорного колебания и т.д. Возможны различные методы устранения манипуляции. Один из них основан на умножении на число m частоты прини­ маемого сигнала, где m —показатель позиционности ФМ сигнала, соответству­

В блоке 2 осуществляется измерение ошибки мгновенного значения пара­ метра регенерированного входного сигнала х(Г) относительно мгновенного значения параметра колебания x Q(t) , вырабатываемого управляемым генера­ тором 3 . В блоке 4 (ФНЧ) происходит усреднение сигнала ошибки, после чего вырабатывается сигнал и , управляющий частотой генератора 3

Структурная схема <!$АР, приведенная на рис. 9.22, а , является общей как для аналоговых, так и для цифровых сигналов. Однако в цифровых системах имеются следующие особенности:

а) реализация некоторых звеньев структуры, например ФНЧ, путем заме­ ны аналоговых блоков на блоки с цифровым принципом работы оказывается сложной и громоздкой. Поэтому в ЦФАП стараются использовать устройства, легко реализуемые в цифровой технике (счетчики, цифровые интеграторы и

.т.д.); б) дискретный характер действия системы требует усложнения методов

исследования. Однако САР для РПУ, как правило, должна иметь большую инерционность с целью ослабления действия помех. Поэтому дискретность сиг­ налов не имеет существенного значения для анализа САР в РПУ, который осу­

ществляется обычно на основе эквивалентных аналоговых моделей. Это следу­ ет также из метода математического моделирования цифровой САР. Уравне­ ние САР должно быть составлено в конечных разностях. Однако если на каж­ дом шаге решения уравнений, описывающих состояние системы в данный мо­ мент времени, координаты изменяются незначительно по сравнению с их об­ щим значением, то цифровую САР можно приближенно рассматривать как ана­ логовую.

В структуре, приведенной на рис. 9.22, а , наибольшую инерцию имеет уст­ ройство усреднения 4 (инерция 4 существенно превосходит инерцию измери­ теля ошибки 2). Поэтому анализ цифровой САР можно проводить, считая, что значение * 0(Орегулируемого параметра генератора 3 в первом приближении не изменяется.

Введем: оператор R устройства усреднения 4\ регулярный компонент на­ пряжения на выходе измерителя 2 , возникающего при действии на негох(Т)

Использование (9.24) позволяет определить общие свойства САР. Воз­ можны устойчивые и неустойчивые режимы работы САР, границы которых следует установить в процессе исследования. В случае нескольких режимов не­ обходимо определить условия достижения рабочего режима (области), когда х ** х 0 , т. е. осуществляется слежение за значением xQ(г) регулируемого па­ раметра.

В общем случае работа САР происходит в следующих режимах: 1) слеже­

стояния системы в режим слежения; 3) срыва слежения (синхронизации) , со­ ответствующем переходу из режима с алгоритмом x Q(Г) » х(*)к другим (не­ рабочим) режимам.

Исследование режима устойчивого состояния САР упрощается для пред­ ставляющего практический интерес режима высокой точности. В первом при­ ближении оно проводится на основе анализа (9.24), так как флуктуационный член полного уравнения (9.23) не оказывает заметного влияния, если флукту­ ация не может перевести САР из одной области работы в другую. Поэтому ана­ лиз САР удобно начать с уравнения (9.24), определяющего условие состояния равновесия и полосы захвата и удержания.

Режим слежения формируется на основе линеаризации уравнения (9.23) вблизи рабочего состояния х0 (Г) « x(f). Переходные процессы могут быть исследованы с учетом (9.24).

В процессе анализа САР часто возникает задача оптимизации характери­ стик звеньев структуры, приведенной на рис. 9.22, а. Возможны два критерия

[Г

—г ■С

—*0 (О I > Л >не превышающей заданной величины, обеспечивается минималь­ но возможная длительность переходного процесса Тп ; 2) удовлетворение условию, когда при заданной вероятности выполнения неравенства |х (0 —

—д:0 (г) | > А и параметрах кольца регулирования обеспечивается минимум вероятности срыва слежения (САР с поиском).

Следует обратить внимание на то, что при оптимизации САР, как правило, улучшение одних характеристик приводит к ухудшению других. Поэтому задача оптимизации часто решается компромиссно.

Рассмотрим реализацию структуры, изображенной на рис.9.22, а , в виде структуры, показанной на рис. 9.22, б , где входной сигнал х(г) состоит из по­ лезного компонента и компонента широкополосного шума с однородной

фильтра (рис. 9.23), т. е. соответствует структуре с параллельным включени­ ем двух звеньев: безынерционного с одним и тем же коэффициентом переда­ чи п = R 2I ( R X + R^) < 1 на всех частотах и инерционного с коэффициентом передачи на нулевой частоте F ( 0), равным 1—л, и постоянной времени т =

=(* , + * 2)C.

Тогда

Удобство выражения (9.26) заключается в том, что оно позволяет моде­ лировать свойства ФНЧ в широких пределах: для л = 1 система ФАП оказыва­ ется без ФНЧ; для п = 0 и г -* «> система является идеальным интегратором.