книги / Радиоприемные устройства.-1

стробирующие стирающие

Рис. 9.5

На рис. 9.5 представлена одна из возможных структурных схем УВХ, где для запоминания отсчета может быть использован конденсатор. При подаче за­ пускающего, так называемого стробирующего импульса на управляющий вход аналогового ключа происходит быстрый заряд конденсатора в соответствии со значением u(t). После окончания стробирующего импульса напряжение u(t) отключается от конденсатора.

В зависимости от режима работы различают следящие и интегрирующие УВХ. Вследящем УВХ в качестве фиксируемого отсчета используется значение u(t) в момент окончания стробирующего импульса. В промежутке между пре­ дыдущим и последующим стробирующими импульсами в УВХ сохраняется значение предыдущего отсчета. В интегрирующем УВХ осуществляется интег­ рирование сигнала u(t) в течение действия стробирующего импульса. В проме­ жутке между предыдущим и последующим импульсами это значение сохраня­ ется. В обоих методах к моменту окончания каждого периода дискретизации информация в накопительном элементе стирается, что подготавливает его к очередному циклу работы. В АЦП ЦРПУ лучшей фильтрацией и большим дина­ мическим диапазоном отличается УВХ интегрирующего типа, и поэтому он на­ ходит наибольшее применение.

Учтем особенности u(t) для АЦП ЦРПУ. Напряжение на выходе интегриру­ ющего УВХ может быть определено, как результат интегрирования

0,5At

С

где AtQ -длительность импульса стробирования; и —среднее значение м(г); OL — коэффициент, определяемый постоянной времени цепи интегрирования. Как следует из (9.3), ив оказывается прямо пропорциональным UQ. Поэтому при линейном изменении u(t) UQ = u(tQ) и и прямо пропорционально м(^с), т. е. совершенно точно отображает значения м(г), взятые во время стробирова­ ния. На практике в общем случае u(t) изменяется не по линейному закону. Однако если АГс взять небольшими, то из-за дифференциальных свойств свя­ зей причины и следствия для малых аргументов можно считать, что линейный закон приближенно сохраняется.

Учтем свойство узкополосности сигнала u(t) (9.2). Тогда возможна заме­ на входного для УВХ колебания колебанием синусоидальной формы. Нетруд­ но доказать, что для синусоидального колебания u(t) величина

Рис. 9.6

t с+0-5Д‘с

»tc-o .s^tc

где K (A t ) - коэффициент пропорциональности между «в и u(f£) ; К (At j не

дет обусловлена только отличием узкополосного сигнала от синусоидального.

ность запускается фронтом стробирующего импульса. Стирающие импульсы в конце каждого периода дискретизации разряжают конденсатор интегратора.

В зависимости от способа представления узкополосного сигнала возмож­ ны различные методы дискретизации. Рассмотрим один из них.

Для узкополосных процессов отсчетами могут быть мгновенные значения u(t), взятые через интервал 1/(4/ 0) :

Рис. 9.7

При условии, что огибающая U (г) и фаза^(г) колебания м(г) остаются неизменными в течение интервала 1/(4/0), отсчет и2 в соответствии с (9.7) можно было бы выразить как

на использовании пары отсчетов так называемых квадратурных составляющих колебания u(t) (см, (9.7) и (9.8)). Это позволяет упростить устройство дис­ кретизации, так как один АЦП используется для обоих квадратурных кана­ лов. Очевидно, что для метода характерна методическая ошибка, обусловлен­

венно и через преобразователь Гильберта (ПГ). Последнее преобразование осуществляется путем поворота спектральных компонентов колебания w(f) на угол я/2, при этом модули составляющих не изменяются. Для упрощения используется один АЦП, поочередно подключаемый к УВХ обоих каналов.

Так как на выходе УВХ (см. рис. 9.5) конечное число полученных отсче­ тов может иметь значения, относящиеся к непрерывному интервалу, необхо­ димо их отнести к условным уровням, на которые делится весь заданный ди­ намический диапазон изменения u ( t ) . Этот процесс называется квантованием,, На рис. 9.8 представлены функциональные характеристики квантования, по­ казывающие преобразование полученных отсчетов непрерывной шкалы и(пТ) в шкалу цифр WKB(W7)> соответствующих конечному числу двоичных разря­ дов цифрового значения отсчета и(пТ). Так как мкв(л7) » м(л7), то при квантовании допускается ошибка. Ее величина определяется числом уровней квантования: чем больше их число или чем меньше динамический диапазон

Рис. 9.8

изменения u ( t), тем ошибка меньше. На рис. 9.8,а показан случай квантова­ ния с окр'делением, т. е. с заменой аналогового значения ближайшим дозво­ ленным уровнем, на рис. 9.8, б — случай квантования с усечением, т.е. с заме­ ной аналогового значения ближайшим меньшим дозволенным уровнем.

Интервал между соседними уровнями квантования называют шагом квантования. Различают равномерное квантование, когда шаг всех уровней один и тот же, и неравномерное квантованиекогда шаг изменяется по задан­ ному закону. Начиная с выхода устройства квантования, сигнал представляет­

ик9(пТ) - цифровое значение отсчета и(пТ). Эту ошибку принято называть

шумом квантования.

Для равномерного квантования с шагом h шумы квантования распреде­ лены равномерно на интервале Л и имеют дисперсию, равную h 2/ 12, и среднее значение, равное нулю для метода округления и h /2 для метода усечения.

Квантование с равномерным шагом требует использования АЦП с боль­ шим числом уровней квантования, что существенно усложняет ЦРПУ. Поэто­ му для ЦРПУ целесообразно использовать уменьшение числа уровней кванто­ вания путем применения равномерного квантования с так называемым пред­ сказанием. В этом случае квантуется не абсолютное значение u (t), а разница между действительным и предсказанным значениями отсчетов. Так как u(t) в ЦРПУ характеризуется сильной корреляцией соседних отсчетов, разница между истинными и предсказанными значениями отсчетов в среднем становит­ ся значительно меньше, чем их абсолютная величина. В результате оказывает­ ся возможным сократить число уровней квантования, соответствующих задан­ ному динамическому диапазону изменения и( t ).

Одна из возможных структурных схем ЦРПУ с квантованием на основе предсказания приведена на рис. 9.9, а Здесь сигнал с выхода АЧПТ вычита­ ется из предсказанного сигнала. Последний получается на основании анализа

_ Вых

А Ц П “ф т * *

УЗ

П У

Вых

1I—гАЦПТ- Ь лз -ИЭ*' му -А Ц П

Рис. 9.9

предшествующих отсчетов. Разность фактического и предсказанного сигналов через масштабный усилитель (МУ1) подается на АЦП. С выхода АЦП дискрет­ ные отсчеты в цифровом ввде суммируются с предсказанной величиной сигна­ ла, что обеспечивает операцию его восстановления. Полученные в прогнозиру­ ющем устройстве (ПУ) значения квантуемого напряжения подаются через ЦАП и МУ2 на вычитающее устройство, а далее через устройство задержки (УЗ) — на сумматор. Блок УЗ необходим для компенсации фазового набега сигнала в ЦАП и АЦП.

Более простой в реализации является структура, приведенная на рис.9.9,5. В ней используется относительное равномерное квантование (ОРК), у которо­ го предсказанное значение равно значению предыдущего во времени отсчета. Напряжение с выхода АЧПТ поступает на вычитающее устройство через ЛЗ и фазовращатель (ФВ), выполняющий функцию компенсации фазового сдвига несущего колебания в ЛЗ. В результате на выходе вычитающего устройства от­

щей квантуемого напряжения через МУ подается на АЦП.

9.3. Цифровые фильтры

Как известно, для аналогового линейного фильтра связь между входным %(t) и выходным у (г) сигналами может быть представлена линейным диффе­ ренциальным уравнением вида

в

х(пТ) ц(пТ) = с]х(пТ)

д

х(пТ) х(пТ)

----- > ■

ГДеа; , Ь. —коэффициенты, определяющие характеристики фильтра. Представляя функции х и у дискретными отсчетами х (пТ) п у ( п Т ) , вмес-

т° (9.9) можно записать разностное уравнение (или уравнение в конечных Разностях)

разом, выражение (9.10) является алгоритмом вычисления отсчетов реакции фильтра {у (л 7)}

Как следует из уравнения (9.10), для его решения необходимы устройст­ ва, выполняющие следующие операции: запоминания отсчетов сигналов, что осуществляется с помощью цепей временной задержки или регистров памяти, суммирования, умножения, соединения этих устройств с помощью линий пере­ дачи сигналов. На рис. 9.10 приведены условные обозначения названных уст-

Рис. 9.11

ройств: а —задержка каждого отсчета сигнала нат интервалов дискретизации Т m последовательно соединенных регистров; б - умножение двух отсчетов;

редачи.

Используя приведенные обозначения устройств, Нетрудно представить раз­ ностное уравнение (9.10), разрешенное относительно у (л 7), в виде структур­

нания отсчета у ( ( п - 1) Т , умножения на постоянный коэффициент 0,4 для определения произведения 0,4у( (п - 1)7) и суммирования полученного ре­ зультата с отсчетом х (пТ).

Цифровым фильтром (ЦФ) называют цифровое устройство, предназна­ ченное для частотной фильтрации и реализующее алгоритм (9.10) с использо­ ванием входных и выходных сигналов в цифровой форме. Достоинствами ЦФ по сравнению с аналоговыми, описываемыми уравнением (9.9), являются: отсутствие реактивных элементов, пригодность для полной интеграции, высо­ кая стабильность характеристик, удобство и простота изменения АЧХ и ФЧХ как по "жесткой”, так и адаптивной программе. Последнее особенно важно для РПУ, так как фильтрующие системы в них в ряде случаев должны иметь различные параметры (полосу пропускания и форму АЧХ (ФЧХ)) при изме­ нении ввда принимаемого сигнала, ЭМО, адаптации, например с целью ком­ пенсации помех, и т.д. Для реализации этих функций в аналоговой технике не­ обходим набор фильтров, что существенно усложняет и удорожает РПУ, а так­ же затрудняет управление им. Для ЦФ все изменения формы АЧХ (ФЧХ) за­ висят от коэффициентов а. и Ь. (см. (9.10)), что связано с перепрограммиро­ ванием ЭВМ, в которой7осуществляется операция над отсчетами х(пТ) с целью получения отсчетов выходного сигналау (л 7).

К недостаткам ЦФ в технике радиоприема относятся невысокое быстро­ действие и вследствие этого трудности реализации ЦФ на высоких частотах. Поэтому основная область их применения в значительной степени пока сводит­ ся к последетекторной обработке, а также обработке на низких радиочастотах. Исследования в направлении повышения частотных пределов ЦФ продолжа­ ются.

Цифровые фильтры в зависимости от вида алгоритма (9.10) делятся на два класса: нерекурсивные (НФ) и рекурсивные (РФ), или трансверсальные.

Q

в

К НФ относятся фильтры, у которых все коэффициенты а. в (9.10) тож­ дественно равны нулю, так что

Из (9.11) следует, что структурная схема НФ не содержит цепей обратных свя- з й , так как в нем происходит взвешенное суммирование предшествующих от­ счетов входного сигнала и не используются прошлые отсчеты выходного сиг­ нала.

К рекурсивным относятся фильтры, у которых хотя бы один из коэффи­ циентов а. Ф 0. Структурные схемы РФ содержат цепи обратных связей (одну или несколько), так как для формирования выходного отсчета используются предыдущие отсчеты не только входного, но и выходного сигнала.

Передаточная функция ЦФ при нулевых начальных условиях определяется

Синтез ЦФ может осуществляться как с помощью передаточной функции (9.12), (9.13), так и с помощью разностного уравнения (9.10). Использование передаточной функции облегчает реализацию ЦФ на основе типовых соедине­ ний отдельных фильтрующих звеньев. На рис. 9.12 приведены соединения не­ скольких таких звеньев (Ф1 и Ф2) с известными передаточными функциями Я 1(Z) и # 2 (Z). Для каскадного (цепочечного) соединения (рис.9.12, а) пере­ даточная функция соединения: H (Z ) = Я 1(Z)H2 (Z ); для параллельного со­

нений позволяет представить основные структуры, реализующие РФ и НФ. Для РФ:

1) прямая форма (рис. 9.13, а) при непосредственной реализации опера­

(9.10) эквивалентной системой разностных уравнений: