книги / Радиоприемные устройства.-1

В структуре, приведенной на рис. 8.9, компенсация осуществляется на промежуточной частоте с точностью до фазы, для чего служит линия задержки (ЛЗ) с адаптивным управлением. Как и в структуре на рис. 8.8, каналы долж­ ны быть расстроены.

Возможны другие варианты использования априорной информации для уменьшения влияния помехи в структуре (см. рис. 8.7). Так, на рис. 8.10, а представлена адаптивная компенсационная структура, подавляющая относи­ тельно узкополосную помеху. С этой целью второй канал содержит ЛЗ, осуще­ ствляющую сдвиг сигналов в первом и втором каналах на время корреляции узкополосной помехи туп. В результате выявления признака помехи адаптив­ ный компенсатор будет ее минимизировать на выходе рассматриваемой струк­ туры. Если же производить сдвиг на тшп (время корреляции широкополос­ ной помехи) и снимать результирующее напряжение так, как показано на рис. 8.10, б , то, наоборот, будет выделяться узкополосный полезный сигнал и подавляться широкополосная помеха.

Для двухканальных компенсационных структур характерен один недо­ статок —увеличение уровня флуктуационных шумов из-за расширения экви­ валентной шумовой полосы тракта.

8.3,2. Нелинейный радиотракт

Упрощенная модель радиотракта РПУ до детектора, удобная для исследо­ вания нелинейных эффектов, приведена на рис. 8.11, а и содержит: широко­ полосное линейное звено с коэффициентом передачи L x (/со) и полосой П , отражающее фильтрующие свойства преселектора; нелинейное звено (НЗ), отражающее нелинейные свойства усилительно-преобразовательных каскадов; узкополосное линейное звено с коэффициентом передачи L 2 (jсо) и поло­ сой П , отражающее фильтрующие свойства ТПЧ РПУ. Полагая,что граничная частота используемых электронных приборов существенно больше максималь­ ной частоты рабочего диапазона,будем считать НЗ безынерционным.

На рис. 8.11,6 показан пример размещения в полосе пропускания пресе­ лектора /7 ^ : принимаемого сигнала (ширина спектра Я ,) и помех (/7п,).

Как было указано в п. 1.3.4 и 2.1.4, внеполосные помехи, т. е. помехи, не совпадающие с частотой полезного сигнала, могут привести к необратимому нелинейному поражению приема. Исследуем физические процессы и характе­

Различают два вода нелинейных эффектов: "грубые ” и ,,1гонкие”. Рассмот­

де НЗ в соответствии с табл. 2.2 амплитуда составляющей на частоте со^ , выде­ ляемая фильтром, настроенным на частоту сигнала, имеет вцц

Как следует из (8.4), амплитуда выходного колебания в фильтре после нелинейного преобразования входного сигнала зависит от амплитуды помехи Umп . Эта зависимость представлена на рис. 8.12, откуда следует, что в случае нсмодулированного сигнала ( UmQ = const) модуляция помехи (Umn = = Umn(t)) приводит к модуляции сигнала так, как если бы она осуществля­ лась в радиопередатчике используемого радиоканала. Явление переноса моду­ ляции помехи на полезный сигнал вследствие нелинейности тракта называется

перекрестной модуляцией.

Если колебание сигнала модулировано, т. е. Umc = ^ шс( 0 , то на выходе РПУ одновременно воспроизводятся два сообщения, что ухудшает отношение С/П, а при интенсивной перекрестной модуляции делает прием полезного сообщения невозможным. Если в преселектор РПУ попадает большое количе­ ство помех, которые приводят к перекрестной модуляции сигнала, то отноше­ ние С/П ухудшается в большей степени.

шается. Основным результатом блокирования является уменьшение отноше­ ния С/П, вследствие чего при некоторой помехе 17 это отношение оказыва­ ется недопустимым (С/П < h Q) , что приводит к поражению приема, т.е. умень­ шению реальной чувствительности РПУ, а вследствие этого —к потере части принимаемых каналов. При особо неблагоприятных условиях радиоприем вследствие блокирования полностью прекращается.

Следует заметить, что физические процессы, приводящие к уменьшению С/П из-за мощных помех, оказываются более сложными. Действительно, под действием блокирующей помехи уменьшается усиление каскадов (прежде все­ го первых) в типовой для РПУ цепочечной структуре (см. рис. 2.2). В соответ­ ствии с (2.6) это. в свою очередь приводит к увеличению коэффициента шума РПУ и ухудшению отношения С/Ш. Кроме того, при детектировании интенсив­ ной помехи вследствие нелинейности характеристик усилительных приборов могут изменяться их режимы работы по постоянному току, что также изменя­ ет (обычно увеличивает) уровень шумов, дополнительно ухудшая тем самым отношение С/Ш.

Для уменьшения нелинейного поражения по "грубым" эффектам следует повышать избирательность и линейность преселектора, огрантивать его поло­ су. Однако повышение избирательности преселектора и уменьшение его поло­ сы встречает известные трудности, прежде всего на высоких частотах.

Остановимся теперь на "тонких*9 нелинейных эффектах в преселекторе

возникает сложный спектр интермодуляционных колебании вида:

РПУ или любого побочного канала (прямого, зеркального ит.д.) ,то возника­ ющее интермодуляционное колебание попадает в тракт приема как аддитив­ ная помеха, уменьшая тем самым отношение С/П.

Наибольшие уровни имеют интермодуляционные колебания с малыми зна­ чениями т.: f x ± / 2 (интермодуляция 2-го порядка); 2 / ± /2 и / х ± f2 ± f 3 (интермодуляция 3-го порядка).

Опасность интермодуляционного колебания определяется тем, что образу­ ющие его частоты помех/\ могут располагаться близко к частоте настройки / 0 РПУ. Например, для 2/ ± / 2 такие помехи могут быть размещены вблизи / 0 через любые произвольные, но равные интервалы Д , что вполне возможно в практике радиоприема при упорядоченном расположении радиоканалов. Действительно, для ’’нижнего’ расположения помех (рис. 8.15, а) У 2 - f x =

ные помехи совпадают с частотой радиоприема.

Нетрудно видеть, что интермодуляция второго порядка возникает при ме­ нее близком и несимметричном расположении частот помех относительно/^ , поэтому эти помехи в узкополосных преселекторах не проявляются. Для это­ го достаточно, чтобы отношение граничных частот преселектора удовлетворяло неравенству / 0max/ / 0mh < 2.

Характерными особенностями интермодуляционного поражения приема являются: а) в отличие от "грубых"эффектов жесткая связь с частотным рас­ положением помех (8.6), т. е. интермодуляционная помеха проявляется толь­ ко при определенном расположении мешающих колебаний на оси частот в по­ лосе преселектора (см. рис. 8.15); б) зависимость от избирательных свойств преселектора и его полосы пропускания (с уменьшением полосы и уввладени­ ем избирательности интермодуляционное поражение уменьшается); в) прояв­ ление при меньших абсолютных уровнях помех, чем в случае Грубых" эффек­ тов, что объясняется относительно большим уровнем колебаний на частотах интермодуляции. Для борьбы с интермодуляционным поражением следует по-

Рис. 8.16 Рис. 8.17

вышать линейность преселектора, его избирательность, уменьшать полосу про­ пускания.

Рассмотрим в заключение взаимодействие шумов и мощных сосредоточен­ ных помех в РПУ. Влияние внешних и внутренних шумов РПУ проявляется прежде всего как влияние аддитивной для полезного сигнала помехи, ухудша­ ющей отношение С/П (С/Ш) и "маскирующей* сигнал. Однако в РПУ с высо­ кой чувствительностью возникают дополнительные каналы проявления внут­ ренних шумов вследствие эффектов мультипликативного характера.

Как было показано в главе 5, колебания гетеродина содержат шумовую, составляющую, которая в большей или меньшей степени влияет на качество приема. Это влияние выражается в увеличении уровня двух компонентов шу­ мов как зависящих, так и не зависящих от интенсивности помех на определен­ ных частотах. Первый источник шума обусловлен, во-первых, шумами гетеро­ дина^ полосе частот / ± Я/2, где П — полоса тракта основной избирательно­ сти РПУ^попадающими в него вследствие прямого преобразования, во-вторых, составляющими, проникающими в ТОЙ вследствие совпадения с основными или побочными каналами приема.

Второй источник шума обусловлен преобразованием в преселекторе РПУ спектра шума гетеродина в полосе П вблизи частоты / ш благодаря действию интенсивной помехи с частотой / пм , так что - / ш = / и ли /ш - = = / п . Это явление (рис. 8.16) называется обратным преобразованием шумов гетеродина и может оказывать существенное влияние на качество приема.

В итоге преобразователь частоты преобразует часть энергии шумов в поло­ су ТОЙ (рис. 8.17) и увеличивает суммарные шумы РПУ. Из рис.8.17 следует, что спектр шумов гетеродина оказывается сдвинутым отн оси тельн он а Дf — = / с - . При недостаточной избирательности преселектора для мощной по­ мехи и тем более в случае широкополосного преселектора явление обратного преобразования в значительной степени ограничивает динамический диапазон РПУ.

Как известно, отношение уровней сигнала и шума на выходе преобразова­ теля частоты в первом приближении равно

При прохождении флуктуационной помехи через линейный радиотракт из­ меняется мощность помехи и, следовательно, такая характеристика работы РПУ, как отношение С/Ш.

Интенсивность помехи на входе РПУ можно характеризовать с помощью спектральной плотности В 2 (со) = dP(cS)/do> , где Р —мощность шума на час­ тоте со .

Зная величину В 2 (со), можно найти мощность шума в любой заданной по­

Известно, что в общем случае при прохождении случайного процесса через линейный тракт изменяется закон его распределения. Исключение составляет процесс с нормальным законом распределения, характерный для многих ви­ дов флуктуаций в РПУ. В этом случае закон распределения не зависит от АЧХ тракта, однако изменяются параметры процесса. Нормальный закон распреде­ ления будет справедлив также для выходного случайного процесса в узкопо­ лосном линейном тракте при воздействии на него широкополосной флуктуа­ ции. Так как сквозная АЧХ тракта в большинстве случаев узкополосна, то флуктуация на выходе УПЧ (УРС) может быть отнесена к нормальному слу­ чайному процессу.

Для линейного тракта справедлив принцип наложения (суперпозиции), т.е. независимости действия частотных составляющих входного воздействия. На рис. 8.18, а приведены АЧХ линейного тракта и функция В2 (со) флукту­ ационной помехи. Выделив на оси частот со элементарный интервал с/со, опре-

делим квадрат действующего значения напряжения помехи в полосе dco на входе тракта

Так как интервал Ло мал, составляющая помехи в этом интервале может быть представлена квазигармоническим процессом, для которого коэффициент передачи тракта равен А'(со) (см.рис. 8.18,д ).

Тогда, используя (8,10), находим квадрат действующего значения выход­ ного колебания

Разделив (8.12) на резонансный коэффициент передачи тракта K Q, приве­ дем шумы ко входу тракта

где .у(со) =K(cS)/KQ—обобщенная АЧХ (резонанснаяхарактеристика) трак­ та; у < 1.

По смыслу определенного интеграла выражение J у 2 (со) Ао представляет

о

собой площадь, ограниченную функцией у 2(со) и осью частот (на рис. 8.18, б заштрихована). Введем равновеликую этой площади фигуру прямоуголь­ ник с единичной высотой и таким образом подобранным основанием # эф , что

Величина Я в (8.14) называется эффективной полосой пропускания тракта или его эффективной шумовой полосой. Далее находим

тракта Я ^ “, тем меньше влияние флуктуационной помехи и больше отношенеи С/Ш. Поэтому следует выбирать наименьшую допустимую по критерию ис­ кажений сигнала полосу Я ^ min. Тогда

Е \

С/Ш = — ------------------

( ^ Н ^ э ф т ш )

Для оценки Яэф ее следует сравнить с известным частотным параметром линейного тракта —полосой пропускания на уровне 0,7. Как показывают рас­ четы, Я ф в первом приближении близка к Я 0 7 , при этом чем больше число каскадов в тракте, тем эта закономерность оказывается более справедливой. Заметим, что для тракта с идеальной прямоугольной АЧХ Я ^ = Я 07

Рассмотрим воздействие флуктуационного шума на преобразователь час- тоты Если уровень флуктуации невелик, то она преобразуется трактом как полезный сигнал, т. е. линейно в соответствии с коэффициентом преобразова­ ния ПЧ . Тогда расчет выходного уровня шумов допускает использование принципа суперпозиции и аналогичен приведенному выше расчету. Если уро­ вень флуктуации велик и выходит за пределы области линейной трактовки процессов, то к ПЧ следует относиться как к нелинейному устройству, что су­ щественно усложняет расчет выходного шума.

Необходимо также учитывать прохождение флуктуаций со входа РПУ на выход по побочным каналам приема (прямому - соп , зеркальному - со^ и т.д.) (см.§ 1.2). Так как эти каналы в супергетеродинном РПУ ослабляются, то уровень выходных шумов ПЧ также будет ослаблен в соответствии с АЧХ пресеяектора, т. е. согласно его избирательности на соответствующих частотах а). , по закону В 2 (co^/S2 (со.) , где со. = со , со^ , и т. д. Шумы, создавае­ мые отдельными каналами на выходе ПЧ, будут складываться по мощности в

полосе пропускания, равной полосе пропускания тракта промежуточной часто-

ты: Цф » П . Тогда на выходе ПЧ в соответствии с (8.15) получим:»

S К . к >

где K Q , К ( —параметры ПЧ, характеризующие его передаточные свойства на частотах сигнала, прямого и других каналов соответственно (см. § 1.2), Пере­ считывая шумы ПЧ с выхода на его вход, получим окончательно:

Если S. » 1, то шумы побочных каналов практически оказываются пол­ ностью подавленными.

Помимо указанных шумов, на выходе ПЧ присутствуют также шумы, соз­ даваемые самим ПЧ и гетеродином (см. главу 5) .

8.4,2. Детекторный каскад

Детектирование полезного сигнала в присутствии шумов может сопровож­ даться изменением отношения С/Ш, что должно быть учтено при оценке каче­ ства работы РПУ. При этом следует обратить внимание на два явления: 1) подавление слабого колебания сильным; 2) влияние ограниченной полосы про­ пускания последующего после детектора тракта —усилителя модулирующей частоты.

Первое явление рассматривалось (см. п. 6.2.4) для случая обычного (не­ когерентного) и синхронного (когерентного) детекторов. Второе явление кратко рассмотрим на примере линейного амплитудного детектора.

Пусть на входе детектора действует флуктуационная помеха, спектр кото­ рой состоит из прилегающих друг к другу компонент с равномерной плотно­ стью, симметричных относительно сод (рис. 8.19, а) . Тогда каждая компонента

рого изменяется с разностной частотой со. - со. или со. - со. , которую обозначим, как SI . Рассматривая картину биении для всех возможных / и / , можно сделать вывод, что чем ниже частота П , тем большее число компонент спектра участвует в ее создании и, наоборот, частоты S I, близкие к полосе про­ пускания тракта промежуточной частоты до детектора П , создают малое число колебаний биений. Более того, для частот П > П биения будут отсутствовать вообще. Так как рассматривается амплитудный детектор, то составляющие спектра на его выходе будут подчиняться указанной закономерности. Можно показать, что в линейном детекторе в результате рассмотренного процесса ха­ рактеристика спектральной плотности выходного шума детектора В2 (П) имв: ет ввд треугольника (см. рис. 8.19, б) .

Пусть далее на вход детектора, помимо шума, поступает также гармониче­ ский полезный сигнал с амплитудой Umc на частоте coQ = соп (рис. 8.20, а).