книги / Цифровые измерительные преобразователи и приборы

откуда

T. e. пропорционально интервалу времени tx — t2, заполняя который импульсами опорной частоты f0, можно определить значение Ux. Наиболее просто для этой цели использовать реверсивный цифровой счетчик РЦС, суммирующий импульсы за интервал времени tx и вычи­ тающий импульсы за t2>

В другом варианте такой схемы вместо /ТЯиспользуется генератор прямоугольных импульсов с амплитудой Un, которые через дополни­

В рассматриваемом варианте двухтактного интегрирования за счет взаимной компенсации погрешностей, вносимых интегратором и опорным генератором, точность определяется только погрешностями задания опорного напряжения й резисторов интегратора. Наличие порога нечувствительности СУ также компенсируется и не приводит к появлению погрешности.

Реверсивный счетчик можно заменить обычным, если использовать связь между периодом генератора опорных импульсов Т0и интервалом Гг. Для этого Т0выбирают так, чтобы за время Т£(2 счетчик подсчитал

сводится к соотношению

В третьем такте импульсы считаются секцией II счетчика, причем каждые 27 импульсов, переполняя секцию //, дают один дополнитель­ ный импульс в секцию /. Количество импульсов за третий такт

Так как даже при измерении максимального значения Ux за каж­ дый такт нужно подсчитать не более 27 импульсов, то максимальное

3 ♦27 время преобразования для 14 двоичных разрядов равно -?— , т. е.

/о

примерно в 85 раз меньше, чем у обычного интегрирующего .цифрового вольтметра.

При необходимости сохранения помехоустойчивости данной схемы быстродействие окажется значительно меньше, так как основную часть времени преобразования в этом случае по-прежнему будет со­ ставлять интервал /„ интегрирования UXi который должен быть равным или кратным периоду помехи.

Значение напряжения Ua на выходе интегратора и его колебания не влияют на точность измерения. Действительно, поскольку напря­ жение — UJ21 подключается на вход интегратора в момент t2i то в результате увеличения, например, Un в секцию I счетчика поступит на один импульс меньше. Но этот импульс равен по весу 128 импуль­ сам на входе секции //, так что в конечном счете эта погрешность будет скомпенсирована. Следовательно, поддержания стабильности уровня Un не требуется, а временные задержки и сдвиги порога сра­ батывания СУг не внесут существенных погрешностей.

Дальнейшее повышение быстродействия цифровых интегрирующих вольтметров можно достигнуть путем аналогичного увеличения коли­ чества тактов работы [22]. Количество тактов интегрирования опор­ ного напряжения можно довести до числа т двоичных разрядов циф­ рового вольтметра. При этом потребуется т сравнивающих устройств, пороги срабатывания которых должны отличаться друг от друга в два раза.

Метод двухтактного временного преобразования широко распро­ странен в цифровых интегрирующих вольтметрах, изготавливаемых рядом японских фирм («Yokogawa Electric Works», «Takeda Riken» и др.), например, вольтметр 2805 фирмы «Yokogawa Electric Works» [321 имеет ряд сменных приставок (для измерения постоянного тока,

зоне 0,5 -г- 1000 в он имеет погрешность 0,01%, разрешающую спо­

собность 10 мкв, время измерения 0,4 сек и степень подавления помех 60 дб.

Если частота помехи неизвестна или переменна, то для обеспече­ ния помехоустойчивости интегрирующего цифрового вольтметра ин­ тервал /„ интегрирования должен автоматически регулироваться в зависимости от частоты помехи. При tu, равном или кратном частоте

при изменении tu показания цифрового вольтметра при постоянном измеряемом напряжении также будут изменяться в зависимости от частоты помехи. Для компенсации этого явления необходимо при из­ менении частоты помехи одновременно с изменением /„ поддерживать постоянным отношение

fll __ ^п/о

что достигается проще всего соответствующим изменением опорного напряжения UQ,

Структурная схема подобного интегрирующего цифрового вольт­ метра [231 (рис. 3.37) по сравнению с обычным (например, двухтактным) интегрирующим цифровым вольтметром содержит дополнительный узел (на рис. 3.37 обведен пунктиром), состоящий из устройства выде­ ления периода помехи УВПП (усилитель-ограничитель и формирова­ тель импульсов), ключа КлА, дополнительного цифрового счетчика ДС2, дешифратора Дш и преобразователя код —напряжение ПКН.

Схема работает следующим образом. Измеряемое напряжение Ux с наложенной на него помехой поступает на Клх и вход УВПП, пер-

вый импульс которого, соответствующий началу одного из периодов помехи, открывает Кли и начинается процесс интегрирования 0 Х. Одновременно открывается Лл4 и ЦС2 начинает заполняться импуль­ сами опорной частоты Д,. Через заданный минимальный интервал вре­ мени интегрирования /„ mm счетчик ЦС2 подает на УВПП сигнал, раз­ решающий появление на выходе УВПП второго импульса, соответ­ ствующего началу очередного периода помехи. Задание ta min позво­ ляет ограничивать диапазон изменения /„ при широком диапазоне изменения частоты помех — в этом случае при высокой частоте помехи интегрирование ведется в течение tvlmill, т. е. за несколько периодов помехи.

Второй импульс с выхода УВПП закрывает Клг и Кл4 и открывает Кл2 и через триггер Тг ключ Кл3. При этом основной счетчик ЦCj начинает заполняться импульсами опорной частоты /0. Одновременно с ПКН через Кл2на УПТ снимается опорное напряжение, пропорцио­ нальное числу, записанному в ДС2, т. е. длительности сформирован­ ного интервала интегрирования. В момент равенства нулю напряжения на выходе интегратора сравнивающее устройство СУ через Те закры­ вает Кл3. Если период помехи больше tnmin, то второй импульс появится соответственно позднее и время интегрирования увеличится. Так как автоматический выбор времени интегрирования происходит одновре­ менно с процессом интегрирования входного напряжения, то быстро­ действие по сравнению с обычными интегрирующими цифровыми вольт­ метрами не ухудшается.

Вольтметры переменного тока

Измерение амплитуды переменного напряжения и амплитуды им­ пульсов в большинстве случаев основано на запоминании их значения с помощью емкости и последующем преобразовании в интервал времени путем разряда емкости через стабилизатор тока. Интервал времени преобразуется в цифровой код обычным путем посредством заполне­ ния его импульсами опорной частоты, число которых подсчитывается цифровым счетчиком.

На рис. 3.38 показана схема подобного преобразователя амплитуды импульса Ux в интервал времени tx. Здесь транзистор 7\ является эмиттерным повторителем, потенциал коллектора которого в исходном состоянии равен —12,5 в. При поступлении входного импульса Ux конденсатор С заряжается через 7\ до потенциала Ux. В момент окон­ чания входного импульса Тг запирается и напряжение на его коллек­ торе увеличивается до —25 в. После этого начинается линейный раз­ ряд конденсатора С через транзистор Т2. В момент окончания раз­ ряда транзистор 7\ отпирается и потенциал его коллектора вновь делается равным —12,5 в. Длительность tx выходного импульса про­ порциональна и х.

Если напряжение развертки Uv изменять не линейно, а по специ­ ально подобранной функциональной зависимости, то для определе­ ния амплитуды синусоидального напряжения их = Uxm sinco/ можно использовать [12] временное преобразование и без запоминающей

емкости. Если выбрать напряжение развертки

Ир = М /рт since/,

то в момент /0 равенства напряжения развертки измеряемому напря­ жению справедливо соотношение

Uxmsin CO/Q= ktQU?msin co/0,

откуда

т. e. при известной амплитуде Um амплитуда измеряемого напряжения линейно зависит от интервала времени /„, определяемого путем запол-

неиия его импульсами опорной частоты. Выбором коэффициента k всегда можно добиться того, чтобы максимальное значение времени /0, соответствующее измерению максимальной амплитуды Uxmt не пре­ вышало полупериода наиболее высокочастотного из исследуемых на­ пряжений.

Один из возможных способов измерения среднего значения перемен­ ного напряжения относительно низкой частоты со ^показан на рис. 3.39 [13]. Входное напряжение их = Uxmsin со/ инвертируется по фазе усилителем У на два напряжения иг — U0 + Uxmsin со/и и* = U0—

— Uxmsin со/, которые сравнивающими устройствами СУХ и СУ2 сравниваются с пилообразным напряжением [/п от генератора ГПН.

Интервал /д преобразования, равный половине периода uxt зада­ ется управляющим устройством УУ по моментам = и2 и должен быть во’много раз больше, чем период Ua. Триггер Тг открывает схему И и ключ Кл на интервалы /,*, соответствующие промежутку времени от Un = и2 до Un = uL при каждом очередном сравнении, значение которых

=in со/,

где максимальный интервал tm — kUxm, т. е. пропорционален ампли­ туде их. Количество периодов напряжения развертки за Тх/2 равно

/г ~т. Следовательно, количество импульсов опорной частоты /0,

Рис. 3.39. Структурная схема измерения среднего значения переменного напряжения (а) и ее харак­ теристики (б)

проходящих от генератора импульсов ГИ через ключ на цифровой счетчик ЦС,

0.5ftTx

т. е. пропорционально среднему значению их.

Данный способ обеспечивает высокую помехоустойчивость и низ­ кие требования к сравнивающим устройствам и линейности Uttf но применим только для относительно низких частот и без дополнитель­ ных мер характеризуется частотной погрешностью.

При измерении действующего значения переменного напряжения методом временного преобразования необходимы более сложные схем­ ные решения.

§ 3.4. ЦИП АМПЛИТУДНОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ

ЦИП амплитудного преобразования применяют в основном для изме­ рения электрических напряжений. При определении каждой знача­ щей цифры отсчета измеряемое напряжение сравнивается с соответ­ ствующим опорным напряжением, т. е. как бы «взвешивается» в каж­ дой операции сравнения. Однако общая обратная связь с выхода на вход, т. е. образование разности между измеряемым и компенсирую­ щим напряжением, в них отсутствует, поэтому отсутствует и процесс уравновешивания. Такие ЦИП относятся к классу приборов прямого преобразования. По виду выполнения операций сравнения ЦИП амплитудного преобразования могут быть последовательного типа, когда операции сравнения осуществляются последовательно, такт за тактом во времени, и параллельного типа, когда все операции срав­ нения происходят за один такт, параллельно во времени. Отсутствие общей обратной связи не позволяет получать большую точность в та­ ких ЦИП, однако быстродействие их, особенно у схем параллельного типа, может быть очень высоким.

Вольтметры последовательного типа

В вольтметрах последовательного типа используется только дво­ ичная система; они состоят из идентичных каскадов, количество кото­ рых равно числу используемых двоичных разрядов. В связи с тем, что приборы этого типа обладают относительно высоким быстродействием, но сравнительно низкой точностью, их применяют в основном в ка­ честве аналого-цифровых преобразователей. При использовании их в качестве измерительных приборов необходимо дополнительное устройство для перевода выходного двоичного кода в цифровой десятичный отсчет. Наибольшее значение опорного напряжения, с которым производится первое сравнение измеряемого напря­

жения Ux, всегда выбирается равным U0l = ихтвх Следовательно,

при т разрядах цена деления определяется выражением

__U x max

z 2m”1 *

ЦИП амплитудного преобразования последовательного типа мо­ жет иметь либо один источник опорного напряжения, либо количество их, равное количеству двоичных разрядов. В первом варианте схема построения каскадов проще, а во втором упрощается источник ста­ билизированного напряжения, но схема каждого каскада усложняется примерно в два раза (требуется два усилителя на каждый каскад).

Схема цифрового вольтметра с несколькими источниками опор­ ного напряжения показана на рис. 3.40. В первом (старшем) разряде

напряжение Ux сравнивается с U0. Если Ux > U0t то реле Рг сраба­ тывает, вводя в старший разряд выходного кода 1 и образуя на входе второго каскада разность Ux — (i/o + U0/2). Если же Ux <lU0, то в выходном коде записывается 0, а на второй каскад подается раз­

редность их работы устанавливается специальным генератором так-

Выход цифрового кода

Рис. 3.40. Схема цифрового вольтметра с несколькими источни­ ками опорного напряжения

тов (не показанном на рисунке). На входе Æ-ro каскада, очевидно,

действует разность напряжений

т

v * - £ k 2 а“

/ —А—1

где коэффициенты щ в зависимости от результата сравнения прини­

Существенным недостатком данного варианта является необхо­ димость в большом числе высокостабильных источников опорного на­ пряжения.

На рис. 3.41, а приведена схема цифрового вольтметра с одним источником опорного напряжения. Здесь на каждый каскад требу­ ется два усилителя постоянного тока, один из которых (У/) осущест­