- •ОГЛАВЛЕНИЕ
- •ВВЕДЕНИЕ
- •2.2. Структуры оптимальных приемников различения двух сигналов (оптимальность по В.А. Котельникову)
- •2.3. Анализ помехоустойчивости оптимальных приемников различения двух сигналов
- •3. ОБЩИЕ ПРИНЦИПЫ ОБНАРУЖЕНИЯ И ИСПРАВЛЕНИЯ ОШИБОК ИЗБЫТОЧНЫМИ КОДАМИ
- •3.1. Мера избыточности кода
- •3.2. Оценка помехоустойчивости при передаче дискретных сообщений
- •4. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ И РЕАЛИЗАЦИЯ КОМБИНАТОРНЫХ КОДОВ
- •4.2. Избыточные комбинаторные коды
- •4.2.1. Код на некоторые сочетания (четные или нечетные)
- •4.3.2. Проектирование многоступенных комбинаторных узлов
- •4.4. Проектирование декомбинаторных устройств
- •4.4.1. Проектирование одноступенных матричных декомбинаторных узлов
- •5. ПРИМЕНЕНИЕ ГРУППОВЫХ КОДОВ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ ДАННЫХ
- •6.1.6. Матричный способ представления циклического кода
- •6.1.7. Циклические систематические коды
- •6.2.1. Кодирование при помощи порождающего полинома £(дс)
- •6.2.1.1. Общие принципы кодирования
- •6.2.1.2. Кодирующие устройства БЧХ-кодов, построенные при помощи порождающего полинома g(x)
- •7.3.2. Кодирование циклических кодов исправляющих пакеты ошибок
- •7.З.2.1. Независимое декодирование перемежаемых (л, /я)-кодов
- •7.3.3.2. Декодирование циклических кодов Файра
- •8.1. Краткая характеристика методов повышения помехоустойчивости
- •8.4. Использование обратной связи в системах передачи на базе протокола HDLC
- •8.4.1. Основные возможности протокола HDLC
- •8.4.4. Кодонезависимость и синхронизация HDLC
- •8.4.5. Управляющее поле HDLC
- •9.2. Арифметические коды, использующие контроль по модулю простого числа
- •9.2.1. Контроль арифметических операций
- •9.2.2. Контроль логических операций
- •9.5.2. Арифметические систематические (n,m,dА)-коды, обнаруживающие и исправляющие ошибки
2.2. Структуры оптимальных приемников различения двух сигналов (оптимальность по В.А. Котельникову)
Как было сказано выше, оптимальный прием обеспечивает макси мальное правдоподобие при приеме и обработке линейных сигналов. В качестве критерия оптимизации выбирается определенный признак оценки правдоподобия.
Рассмотрим принципы оптимального приема, которые предложил российский ученый, внесший большой вклад в развитие теории связи, В.А. Котельников. В качестве критерия оптимальности он предложил ис пользовать расстояние между принятым сигналом и известными сигнала ми, из которых состоит алфавит канала связи. Эти сигналы составляют ба зис, поскольку сигнал принимает одно из этих значений или их линейную комбинацию. Действительно, пусть существует л-мерный базис, состоя щий из векторов S,{t). Тогда любой вектор S(t) в данном векторном про странстве может быть представлен как линейная комбинация базисных векторов, с соответствующим набором координат:
S(t) = flj S i(t) +a2 *£ 2 (0 |
+ - + a/i *£л(0> |
где а, - значения координат (проекций) |
на соответствующий базисный |
вектор Sj(t).
В случае дискретного канала связи, как правило, для формируемого сигнала один из коэффициентов а, равен 1, а остальные - 0. Таким обра зом, в канале связи передается один из базисных векторов. Это позволяет значительно снизить алфавит канала, а следовательно, и увеличить досто верность и эффективность приема.
Различают приемники обнаружения сигналов и приемники различе ния двух элементарных сигналов. Первые - решают частную задачу выде ления сигнала на фоне шума, они используются в каналах с амплитудной манипуляцией при передаче с пассивной паузой, когда один из сигналов передается активной токовой посылкой, а другой - пассивной посылкой, т.е. |S1|> 0 ,|S 2f = 0.
Вторые - приемники различения элементарных сигналов решают более сложную задачу. Они различают, какой из возможных сигналов, на пример из двух возможных, передается на фоне шума, т. е. подобные при емники используются только при передаче с активными токовыми посыл ками, т. е. |S,|| > 0,||S2J > 0.
Сформулируем условия передачи, для которых решается задача син теза оптимальных, по В.А. Котельникову, приемников различения двух сигналов:
1. Даны два финитных сигнала равных энергий с конечным спек тром Fm Sx(/) и S2(t)j 0 < t< T ; ||s,|| = |s 2| . Таким образом, применяется
модель двоичного дискретного канала.
2. Помеха, действующая в канале, - аддитивная флуктуационная по меха £(/) типа «белого шума». Следовательно, распределение мгновенных значений помехи на выходе канального фильтра №(£,) подчинено нор мальному распределению (рис. 2.2),
|
JL_ |
|
0 ^ ) = |
2ст2 |
(2.17) |
|
где ст - эффективное значение (среднеквадратическое отклонение) помехи ^ на выходе канального фильтра, т. е. £(0,ст) рассматривается как непре рывная случайная величина с нулевым математическим ожиданием и дис персией, равной а 2 Энергетический спектр помехи равномерен в полосе частот сигнала Fm(рис. 2.3).
Рис. 2.2. Плотность распределения вероятности мгновенных значений помехи в канале связи
Рис. 2.3. Энергетический спектр помехи типа «белого шума»
Мощность «белого шума» на выходе канала связи с полосой частот F„„ выделяемая на единичном сопротивлении, определяется выражением
^ = ( /,2 = a 2 = ! G ( fW = N0f |
(2.18) |
F,n |
|
где G (f) = N 0 - спектральная плотность мощности «белого шума», Вт/Гц. Таким образом, на вход приемного устройства приходит либо смесь
Хх(/) = Sx(/) + £(/), либо смесь Х 2(/) = S2(/) + £(t).
3.Необходимо различение (или разделение) сигналов по форме. М тоды такого различения сигналов (методы приема) делятся по признакам, относящимся к априорной информации о неинформационных параметрах сигналов, на когерентный и корреляционный. При когерентном приеме априорная информация о передаваемом сигнале максимальная, а при кор реляционном приеме —неполная. Например, примем для определенности, что различаемые сигналы являются отрезками гармонических колебаний. Тогда при корреляционном приеме считается, что начальная фаза прини маемых сигналов неизвестна. Итак, информационный параметр сигнала обеспечивает различимость сигналов и обусловливает соответствующий вид модуляции: амплитудный, частотный, фазовый. В этом случае два других параметра гармонического переносчика являются неинформацион ными. Таким образом, оптимальный приемник Котельникова является ко герентным.
Для решения поставленной задачи представим векторы двух сигна лов и помехи в одном из рассмотренных выше пространств, например в Гильбертовом пространстве (L2) (рис. 2.4).
в векторном сигнальном пространстве Ц
На рис. 2.4 показаны базисные сигналы S\(t) и S2(t), а также сигнал x(t)t который образуется в результате сложения передаваемого сигнала и помехи. В соответствии с ограничениями В.А. Котельникова рассматри
вается двоичный канал связи. Поэтому сигнал 5(/), который должен был передаваться по каналу связи, мог быть образован либо из базисного сигнала либо из базисного сигнала S2(t). Следовательно, предположив аддитивный
характер помехи, можно записать следующее выражение:
x(t) = 5, (/) + 4, = 5 2 (/) + 4 2 = 5(/) +4.
В.А. Котельников предложил в качестве критерия правдоподобия при оптимальном приеме использовать расстояние (различимость) между принятым вектором x(t) и базисными векторами S,{t). Переданным он предложил считать тот базисный сигнал, расстояние до которого от сигна ла x(t) минимальное.
На рис. 2.4 показано взаимное расположение векторов 5, и 52 и век
тора принимаемой смеси А" (для случая передачи сигнала 5,(/)). Прове
дем границу 0\ 0 2 между векторами 5| и 52, представляющую геометри
ческое место точек, равноотстоящих от концов векторов 5| и 52. Области пространства L2 по обе стороны от границы 0\ 0 2образуют подпростран ства сигналов 5j(/) и 52(f). Решение в пользу передачи того или иного сигнала выносится в зависимости от того, в какое из подпространств по падет вектор принятой смеси X Если X попадет в подпространство L2 l,
то выносится решение о передаче сигнала 5, (/); если X попадет в под пространство L2 2, выносится решение о передаче сигнала 52(/). В случае попадания вектора принятой смеси в подпространство L2 2 при передаче
сигнала 5 j(/), либо в подпространство L2X при передаче сигнала S2(t)
происходит ошибка. Подобное решение является оптимальным, т.е. наи более правдоподобным, т.к. согласно принятой модели помехи (4(0,су)) малые значения помехи более вероятны, чем большие. При известных ха рактеристиках помехи вероятность ошибки может быть рассчитана. Имен но эта ошибка характеризует помехоустойчивость. Вероятность ошибоч ного приема будет оценена в следующем параграфе. С учетом изложенно
го из рис. 2.4 видно, что условие правильного приема сигнала 5j (/) |
запи |
шется в виде |
|
| J - S i | < | ^ - S 2|. |
(2.19) |
Аналогично условие правильного приема сигнала 52 (/) нужно запи сать в виде
Перепишем (2.19) с учетом (2.7) и (2.11) в виде
][X(t) - |
SiiO fdt < \[X(t)T |
- S2(l)f6 t. |
(2.20) |
0 |
0 |
|
|
Соотношение различимости двух сигналов (2.20) на фоне «белого шума» является, по сути, алгоритмом работы когерентного приемника эле ментарных сигналов, структура которого показана на рис. 2.5.
Рис. 2.5. Структура оптимального приемника различения двух сигналов на фоне «белого шума», реализующего соотношение (2.20)
Обозначения, принятые на рис. 2.5: Г$,(,) и Г$2(г) - |
генераторы, вос |
производящие точные копии сигналов 5, (/) и S2(t); КВ - |
квадратор (уст- |
|
т |
ройство, выполняющее функцию возведения в квадрат); |
J - интегратор |
|
о |
(устройство, выполняющее интегрирование сигнала на выходе квадратора в течение интервала существования сигнала 7); J\ и J2 - соответственно интегралы в левой и правой частях неравенства (2.20); SignA - решающее (пороговое) устройство, реализующее функцию принятия решения о пере данном сигнале по знаку разности А, в частности,
|
SignA = |
K^i), |
А <0; |
|
0(S2), |
А > 0; |
|
|
|
||
АСФ$ |
- активный согласованный фильтр, настроенный на сигнал S{(/) |
||
(S 2(t)). |
|
|
|
Таким образом, приемник смоделировал оптимальное правило при нятия решения. Основным и наиболее сложным элементом такого прием ника является активный согласованный фильтр.
Преобразуя выражение (2.20), можно получить эквивалентные соот ношения, порождающие алгоритмы и моделирующие их структуры опти
мальных приемников. |
|
|
Раскрыв скобки в (2.20) и произведя сокращения с учетом |
|5,| = |
|
= ||S2||, получим |
|
|
| * ( / ) • $ , ( f ) d / > j * ( / ) - S 2(/)d/. |
(2.21) |
|
О |
о |
|
Соответствующая структура оптимального приемника показана на рис. 2.6. На данном рисунке через J\ и J2 обозначены интегралы, стоящие в левой и правой частях неравенства (2.21), УМН - умножитель сигналов;
Рис. 2.6. Структура оптимального приемника различения двух сигналов, реализующего соотношение (2.21)
Выражение (2.21) можно представить в виде
{ Х (0 [5 ,(0 -5 2( 0 ^ > 0 ,
о
или в виде
т
\ X(t)AS(t)dt > 0. (2.22)
о
Структура приемника, реализующего алгоритм обработки входных сигналов в соответствии с (2.22), представлена на рис. 2.7.
J > 0(5,)
J <0(S2)
Рис. 2.7. Структура оптимального приемника различения двух сигналов, реализующего алгоритм вида (2.22)
В оптимальных приемниках элементарных сигналов наряду с АСФ могут использоваться пассивные согласованные фильтры (ПСФ). Им пульсная характеристика ПСФ, настроенного на сигнал 5 ,(/),0 < /< Г , имеет вид
А(/) = С 5 Д Г -/), |
(2.23) |
где С - коэффициент пропорциональности.
С помощью интеграла Дюамеля можно определить напряжение
5ВыХ.(0 на выходе фильтра с импульсной характеристикой h(t) |
при усло |
вии, что входное напряжение фильтра равно X (/): |
|
S.uJ l) = ] x ( t)h(T -l)dt. |
(2.24) |
о |
|
Подставив в (2.24) выражение (2.23), получим значение напряжения |
|
на выходе ПСФ, настроенного на сигнал £,(/): |
|
5«x<'> = }* (0 S ((0d*. |
(2-25) |
о |
|
Таким образом, на основе двух ПСФ, настроенных на сигналы 5, (t) и 52(/), можно синтезировать оптимальный приемник различения двух сигналов типа приемника, показанного на рис. 2.6. Отметим, что если спектральная плотность сигнала (комплексный спектр) на входе ПСФ
S(co)= JS(/>T-/M'cI/,
то передаточная функция ПСФ, настроенного на сигнал S(t),
АГ(со) = J/i(/)e'/0)'d/ = C5*((o)e"/u>',
где 5 (со) - функция, комплексно сопряженная с ^(со), т.е. комплексно сопряженный спектр.
Таким образом, передаточная функция ПСФ, настроенного на сиг нал S(t)9 имеет максимальное усиление в наиболее информативной части спектра сигнала 5(со), т. е. в части, содержащей основную часть энергии входного сигнала, что и обеспечивает наивысшее отношение сигнал / по меха в момент отсчета [8].
В реальных каналах связи вследствие замираний, многолучевого распространения (коротковолновая, тропосферная радиосвязь), нестабиль ности фазы излучаемых передатчиком колебаний и других причин реализация когерентного приема встречает серьезные технические труд ности. Прием сигналов, при котором для их различения не используется информация о фазе принимаемых колебаний, называется корреляционным (или некогерентным). Очевидно, что последнему свойственна более низ кая помехоустойчивость, чем когерентному приему. Задача различения сигналов в этих условиях решается путем введения в приемное устройство опорных колебаний, в которых только часть параметров соответствует па раметрам принимаемых сигналов. Чаще всего, как отмечалось выше, для корреляционных приемников элементарных сигналов снимается требова ние когерентности опорных колебаний, задаваемых некогерентными вспомогательными функциями У\(/) и V2(t). Очевидно, что при выполне нии условий F, (/) = 5j(/) и К2 (/) = 5*2 (/) корреляционный приемник ста новится когерентным. На рис. 2.8 показана структура корреляционного приемника.