книги / Переходные процессы в транзисторе и методы расчета импульсных схем
..pdfI |
^кп I 1бп — ^эт |
|
|
hn — Ll+ f’rn> |
(5.56) |
|
“T h + TKtKn— Г5iCn = 0. |
|
i poK |
|
|
После простых преобразований можно получить |
следующее |
|
уравнение: |
|
|
(1 + |
РгкСк) *кп = pr6CKi6n+ irn. |
(5.57) |
Выражение для тока генератора irn получим из рассмотрения первой части схемы. Определим вначале напряжение ит:
7, _______ ________
“ ДП |
|
1 |
|
|
|
Сэ +Р (Сэ + Сд) |
|
Теперь для изображения тока генератора получим |
|
||
Г — п Цдп —____ °о *зп______ |
|
||
1гп-О.0 Гэ - |
1 + ргэ (С9 + Сд) * |
|
|
Для упрощения выкладок введем временное обозначение для |
|||
постоянной времени: |
|
|
|
т1=гэ(Сэ+С ^. |
|
||
Учитывая, что г0Сд= т Тм, можно также записать |
|
||
Т1-=ттМЧгаСэ- |
(5.58) |
||
Выражение для изображения генератора тока теперь примет |
|||
вид |
|
|
|
^ |
= |
т й г - |
(5-59) |
|
|
1+ p tl |
|
Рассматривая совместно |
соотношения (5.47), (5.49) |
и первое |
|
ур-ние (5.56), можно получить выражение |
|
[rKCKTiр2-f (Ti + |
гкСк) р-f-1 —а0]?Кп = [гсСкХгР2 + гбС\р+ а0] /бп- |
||||||
Отсюда непосредственно следует выражение для коэффициента |
|||||||
передачи тока в заданной схеме: |
|
|
гбСк р + |
|
|
||
КАР) |
""Р° |
Г(A |
t i |
1 |
|
||
^АТх |
|
а , |
Ti+ ГкСк. |
J |
(5.60) |
||
|
о |
|
«о_______ z2_______ |
||||
|
|
1 — аоР + |
1 - а 0 ^ |
|
|
Как будет видно из дальнейшего анализа, в этом выражении особую роль играет коэффициент при втором члене знаменателя. В связи с этим используем обозначение, введенное Б. Н> Файзу-
лаевым: |
|
тп = ттМ+ гэСэ+ гкСк. |
(5.61) |
131
Эта постоянная времени отличается от величины тТ; Определен ной ф-лой (5.51), членом гэСк< т. е. они связаны соотношением
тт= т п + гэС„.
Второй коэффициент знаменателя (5.60) теперь .можно пред ставить в следующем виде:
t7 tlS & |
= (P«+1)'r”- |
(5-62) |
1 —а0 |
|
|
Введем обозначение для постоянной времени |
|
|
Ч п = |
Ф о + 1 К . |
(5,63) |
Выясним соотношение корней (или постоянных времени) зна менателя выражения (5.60). Для этого оценим величину коэффи циента g. В нашем случае, в новых обозначениях получим
(Ро + 1)Ч1-во)Тп |
(5.64) |
|
Таким образом, корни знаменателя действительные и значи тельно различаются по абсолютной величине. Выражение (5.60) при этом можно представить в следующем приближенном виде:
К,0’)= Ро г -22--------------
Найдем теперь выражение для модуля комплексного коэффи циента передачи. Проводя в (5.65) замену p-vico и переходя к мо дулю, получим
Iк л = |
(5.66) |
Перейдем к частоте f. Одновременно с этим введем граничную частоту
h n - i |
(5.67) |
|
положим приближенно ссо=1 и сделаем замену TI= TTM+ ' OC3. Пос ле простых преобразований можно прийти к следующим выраже ниям:
\Кг\ = |
А Ж |
(5.68) |
|
] /1 + (//Ы 2 |
|
а /гу тГ\-(2 я г& Л )№ (х ги + г£г>-г<£к)П+(2кг(рМ 2п(Тг№+ г £ Ж |
||
А*Ч>- V |
И-(2лтк,/)* |
(5.69) |
|
|
192
|
|
|
|
|
|
= |
|
|
|
|
• |
|
|
<*™> |
Для относительно малых частот |
и для интересующего |
|||||||||||||
нас модуля получается простое выражение |
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
= V |
' + W |
^ f ' |
|
|
(5'71) |
|
Если для |
частот |
|
|
одновременно выполняется |
условие |
|||||||||
|
|
1, то справедлива приближенная формула |
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
1^1 = |
у . |
|
|
|
(5.72) |
|
где |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(5.73) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 я т п ’ |
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
Здесь используются - те же рассуждения, что и в предыдущих |
||||||||||||||
параграфах. |
(5.69) |
для |
A2(f) |
может |
быть упрощено, |
если все |
||||||||
Выражение |
||||||||||||||
члены в скобках значительно меньше |
единицы. |
В |
этом случае |
|||||||||||
можно пользоваться приближенной формулой |
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
Л Ш |
= 1— |
^-(2*/)гtr6C ,(tn,+ r ,C - r (iC«) - и |
у . |
(5.74) |
|||||||
Постоянная времени тк2 при |
а) |
|
|
|
|
|||||||||
ближенно |
может |
быть взята |
|
|
|
|
||||||||
равной Хк2~ г кСк. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
В |
работе |
[27] |
описывается |
|
|
|
|
|
|
|||||
способ |
измерения |
постоянной |
, |
Ку~~ |
|
|
|
|
||||||
времени тп транзистора в мос- |
« |
|
|
|
|
|||||||||
товой схеме рис. 5.5а. В этом |
|
|
|
|
|
|
||||||||
■случае |
|
удается |
исключить |
|
|
|
|
|
|
|||||
влияние |
паразитных |
парамет |
|
|
|
|
|
|
||||||
ров схемы, включив -их в схе |
|
|
|
|
|
|
||||||||
му моста. К-роме того, измере |
|
|
|
|
|
|
||||||||
ния |
в |
схеме производятся на |
|
|
|
|
|
|
||||||
частоте |
5 Мгц, |
что |
также |
|
|
|
|
|
|
|||||
уменьшает влияние |
паразит |
|
|
|
|
|
|
|||||||
ных параметров. |
|
|
сопро |
|
|
|
|
|
|
|||||
Изменяя |
величину |
|
|
|
|
|
|
|||||||
тивления |
измерительного |
ре |
|
|
|
|
|
|
||||||
зистора Ябп и емкости конден |
|
|
|
|
|
|
||||||||
сатора |
СбЮ балансируют мост |
|
|
|
|
|
|
|||||||
таким образом,, чтобы получить |
|
|
|
|
|
|
||||||||
нулевые |
показания |
индикато |
|
|
|
|
|
|
||||||
ра Я. В этом случае перемен |
|
|
|
|
|
|
||||||||
ные |
составляющие |
напряже |
|
|
|
|
|
|
||||||
ний на базе и коллекторе при |
|
|
|
|
|
|
||||||||
бора |
|
равны. |
Следовательно, |
|
|
Рис. |
5.5 |
|
||||||
напряжение |
коллектор—база |
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
при балансе моста остается .неизменным и транзистор можно рас
сматривать как .включенный с общей базой.
Для переменных составляющих рассматриваемую схему мож но представить в виде рис. 5.56. Условие баланса означает равен ство переменных составляющих напряжений Ккп=ИбпДля его вы полнения необходимо, чтобы соблюдались следующие соотноше ния:
р 7 ____ -^5___
Кт/ш~ 1+pW to |
(5.75) |
Первое уравнение следует из условия равенства переменных составляющих напряжений, а второе фиксирует, что пои равенст ве напряжений отношение токов в приборе определяется получен ным ранее коэффициентом передачи тока Кг(р) для схемы с общей
базой.
Из сравнения этих соотношений следует, что должно выпол няться равенство
_____ Яби______ |
(5.76) |
|
ЛГх(р)= |
Р * Ь М |
|
#ки (1 + |
|
Перейдем теперь к гармоническим сигналам и приравняем мо дули для соответствующих комплексных выражений. Учитывая (5.71), получим
____ Pi)_______*би |
^ |
. |
/с |
Vl + *4n *кн |
У1 + ^ б |
и С*Г |
' ' ' |
Это выражение обращается в тождество, если выполняются следующие соотношения:
Reи _ |
о |
Rrn. |
(5.78) |
ЯбнСби = Твп
Таким образом, измерительные элементы непосредственно по зволяют получить величину постоянной времени т рп. Второе
ур-ние (5.78) можно несколько преобразовать. Учитывая (5.63) и (5.78), можно написать
__ |
ТР„ |
_ |
ЯбаСбн |
Т п _ 1 а П " |
Po+i 1 |
||
но |
|
|
|
*бн |
_ |
R CHR KH |
|
Ро+ 1 |
RCB+ RW |
||
и, следовательно, |
|
|
|
|
|
1ЛбяЛ* |
Можно также пользоваться приближенной формулой |
|
т„ Л? RKиС(5Н. |
(5.79) |
§ 5.5. Осиоввые результаты
Из полученного в гл. 3 выражения для операционного коэффи циента передачи тока в теоретической модели базы следует зави симость модуля соответствующего комплексного коэффициента пе редачи от частоты:
IW= : |
Ро |
(5.80) |
|
V |
! + № )* ' |
Граничная частота / р является параметром теоретической мо
дели. На этой частоте значение модуля комплексного коэффици ента передачи равно
« Ч |
п |
• |
(5-81) |
|
Граничная частота связана с импульсными параметрами со |
||||
отношением |
1 |
|
|
|
f t - |
|
(5.82) |
||
2лтв |
||||
|
||||
Для достаточно больших частот, если выполняется соотношение |
||||
/2» / £ , справедлива приближенная формула |
|
|||
Й = |
у |
• |
(5.83) |
Частота /Тм носит название предельной частоты теоретической модели. Она связана с граничной частотой и временем пролета выражениями:
/тм = (Р о + 1 )/р , |
(5-84) |
||
__ 1_ |
(5.85) |
||
2лтт„ |
|||
|
|||
В реальном транзисторе коэффициент передачи тока зависит |
|||
не только от свойств теоретической |
модели, но |
определяется и |
|
другими параметрами. |
комплексного |
коэффициента |
|
Зависимость от частоты модуля |
передачи тока для теоретической модели может быть приближен но получена непосредственно из эксперимента, если имеет место
соотношение тТм>/эС э+/кСк.
Это неравенство обычно выполняется только для низкочастот ных транзисторов. Очевидно, что измерения выгоднее производить при больших токах эмиттера, так как в этом случае величина диф ференциального сопротивления эмиттера гв уменьшается.
135
Для высокочастотных транзисторов параметры теоретической модели могут быть вычислены из значений соответствующих пара метров транзистора — граничных частот, которые могут быть из мерены в двух возможных включениях транзистора.
Необходимые для расчетов формулы сведены в табл. 5.1. Выра
жения для вычисления функций A t(f) и A2(f) |
приближенные и |
|
могут применяться только в случае, если все |
члены вида |
2nxf |
значительно меньше единицы. |
|
|
|
Т а б л и ц а |
5.1 |
ФОРМУЛЫ ДЛЯ МОДУЛЯ КОМПЛЕКСНОГО КОЭФФИЦИЕНТА ПЕРЕДАЧИ
Условие
ПриЛ(/)«1
И
/ » / р
Включение с общим эмиттером |
Включение с общей Onsoil |
||||||
|
Ро |
|
А (П |
' |
|
|
1 '/) |
| |
ЩЩр |
|
V1 |
п)- |
|
||
А, (/) = !+ у |
(2л/Г-(гэСэ 4- А . |
|
(2 Л л - |
[rGCK(TTM-b |
|||
+ |
T K I) (гэСэ — rKi) |
—f- /"э £э |
ГбСк) |
Г"2 ] |
|||
ТК1 |
- гк ск т™ + Гэ Ск |
с |
Ттм -Г Г,Сэ |
||||
|
|
|
Тт |
Тхм т |
гъСэ-j- гк Ск |
||
Тт = тгм -Г ГЭ с э + |
гэ ск + гкСк |
/ п “ |
^ |
7 |
|
||
Тп = Ттм + |
гэ Сэ -f- гк Ск |
||||||
|
ТРт = (Р0 + |
]) тх |
Трп=(Ро -Г 1) Тп |
||||
|
|
|
|
||||
|
_____ а, |
|
|
р« |
|
|
|
|
1/ т + |
Ш |
2 |
|
|
|
|
|
fr/f |
|
fn/f |
|
|
ГЛАВА ШЕСТАЯ
АНАЛИТИЧЕСКИЕ СПОСОБЫ РАСЧЕТА
Рассматриваются аналитические способы расчета пе реходных процессов в транзисгорных каскадах. Приме
няется |
метод кусочно-линейной аппроксимации, кото |
рый в |
этом случае является наиболее эффективным. |
Применение метода линеаризации для анализа переход ных процессов в транзисторных каскадах подробно да но в [7].
§ 6.1. Методика аналитических расчетов
Наиболее важной формой описания процессов в схеме являет ся их представление в аналитической форме. Аналитические соот ношения позволяют выделить основные факторы, влияющие на пе реходный процесс, и выбрать параметры схемы при проектирова нии. Могут быть применены методы оптимизации параметров схе мы.
Однако нелинейные схемы описываются нелинейными диффе ренциальными уравнениями. Общих методов их решения не су ществует, и получить решение в элементарных функциях удается только в отдельных случаях. Поэтому для нелинейной задачи ред ко удается получить аналитическое описание переходного процесса в приемлемой форме.
Для линейных дифференциальных уравнений существуют об щие методы их решения. Таким образом, основной путь получе ния аналитического описания схемы заключается в ее линеари зации.
Однако применение метода линеаризации к существенно нели нейным схемам не всегда оправдано: нелинейность лежит в основе их работы и такое приближение может привести к значительным количественным, а иногда и качественным ошибкам. Применитель но к транзисторам следует с осторожностью применять линейные эквивалентные схемы приборов для расчета схем, находящихся под действием большого сигнала напряжения.
Метод линеаризации оказывается эффективным, если процессы в схеме можно разбить на несколько (два, три) участков, на каж дом из которых систему с достаточной степенью приближения можно считать линейной. Тогда для каждого из участков состав ляется свое линейное дифференциальное уравнение, а на грани цах участков полученные .решения «ошиваются», чтобывыдержать условие равенства напряжений на емкостях и токов в индуктив-
137
ностях. Этот метод носит название кусочно-линейной аппроксима ции или метода припассовывания и принципиально позволяет про вести расчет любой нелинейной системы-с использованием боль шого числа участков. Однако при этом не удается получить прос тых аналитических выражений, и в таком случае данный метод можно рассматривать как численный.
Транзисторные схемы обычно разбивают на участки, которые соответствуют основным режимам работы транзистора — отсечки, активный и насыщения. Наиболее сложные задачи возникают при анализе процессов на участке, где транзистор находится в актив ном режиме.
Наиболее рациональным аппаратом для решен и:, линейных дифференциальных уравнений является операционное исчисление. Оно легко позволяет найти изображение искомой переменной. Ори гинал всегда может быть найден, но его отыскание, несмот ря на наличие готовых таблиц, требует иногда значительной за траты труда. Полученные аналитические выражения часто оказы ваются настолько сложными, что затрудняют выявление основных закономерностей в процессах и определяющих факторов.
В связи с этим особое значение приобретают приближенные методы. Приближенное выражение желательно строить, опираясь непосредственно на изображение. Это помогает избежать затра ты труда при переходе к оригиналу для сложного изображения. Следовательно, в этом случае расчет переходного процесса в за данной схеме в значительной степени определяется методами по строения приближенных выражений для оригиналов. Этому вопро су посвящена работа [8].
•Ценность (приближенных решений объясняется еще тем, что обычно при расчете полупроводниковых схем не требуется высо кой точности, так как на практике используются импульсные схе мы, обладающие высокой степенью надежности и допускающие взаимозаменяемость любого из компонентов, в том числе транзи стора. В этих .условиях приближенное решение поставленной за дачи оказывается полезнее точного, так как из него проще полу чить необходимую информацию.
Соображения необходимой точности должны также учитывать ся при составлении эквивалентной схемы. Если какой-то параметрсхемы не оказывает существенного влияния на интересующие нас процессы и нет необходимости выяснить степень этого влияния* то соответствующий элемент может быть опущен в эквивалентной схеме. Это обычно позволяет уменьшить порядок дифференциаль ного уравнения и, следовательно, значительно упрощает задачу. Затруднение заключается в том, что степень влияния этого пара метра заранее неизвестна и в таких случаях приходится опираться на качественные физические соображения.
Окончательным критерием справедливости сделанных прибли жений может служить только эксперимент.
138
Для оценки допустимости исключения какого-либо параметра можно использовать своеобразный поверочный расчет. Решив за дачу без какого-либо параметра, можно оценить влияние этого параметра, опираясь на полученное распределение токов и напря жений в схеме.
При упрощении эквивалентной схемы следует руководствовать ся следующими правилами:
1. В данной ветви эквивалентной, схемы может быть исключен
такой элемент цепи, падение напряжения на котором значительно меньше напряжения на всей ветви.
2. Из двух параллельных ветвей эквивалентной схемы одна мо жет быть отброшена, если в ней ток значительно меньше тока в другой ветви.
Оценку следует производить в условиях, которые приблизи тельно соответствуют режиму схемы, так как закон изменения на пряжения на концах ветвей определяет соотношение токов в них, а также напряжений на отдельных элементах.
Недопустимо исключать из схемы какой-либо элемент, если ве личина его параметра мала по сравнению с параметром другого элемента цепи и эти элементы включены в различных частях схе мы. Такое сравнение можно производить только в том случае, когда однотипные элементы включены в схеме параллельно или последовательно.
Хорошим примером может служить емкость коллекторного пе рехода. Ее величина в высокочастотном транзисторе составляет •единицы пикофарад и обычно значительно меньше емкости нагруз ки транзисторного каскада, однако ее влияние в каскаде с нагруз кой в коллекторе очень велико. Это определяется тем, что эта ем кость образует цепь обратной связи в схеме между выходом и входом. Роль этой же емкости в эмиттерном повторителе относи тельно невелика, и часто ею можно пренебречь.
При линеаризации схемы нелинейный элемент заменяется ли нейным. Такая замена оправдана, если в рабочем диапазоне на пряжений токи в обоих элементах оказываются близкими. В особен ности внимательно следует относиться к таким нелинейным эле ментам, характеристика которых оказывает большое влияние на работу схемы.
При анализе транзисторных каскадов в импульсном режиме лгетод линеаризации с успехом применим в случае, когда на вход каскада действует заданный ток и влиянием емкости эмиттерного перехода можно пренебречь. При этом может быть использована линейная эквивалентная схема транзистора, рассмотренная в §4.4.
В этой главе рассмотрены примеры анализа некоторых про стейших импульсных схем. Анализ процессов в основных транзис торных каскадах методом линеаризации дан в работе [7].
Если нелинейное дифференциальное уравнение имеет первый порядок, может быть применен графический метод построения пе реходного процесса [43].
§ 6.2. Простейшая нелинейная задача
Для того чтобы качественно представить себе процессы, проте кающие в транзисторе, на который действует импульс напряже
ния, |
рассмотрим простейшую схему |
рис. 6.1а. |
Это поможет |
оце |
|||
|
|
|
|
нить |
сложность исследо |
||
|
|
|
|
вания |
нелинейных полу |
||
«У |
e (t) |
|
- - - - - - - - - -0- Е |
проводниковых схем. |
|
||
|
|
|
|
Будем считать, что на |
|||
|
- © |
|
входе |
схемы |
действует |
||
|
i ® - |
|
|
генератор |
напряжения, |
||
|
|
|
обеспечивающий на |
вхо |
|||
б) |
|
|
|
де скачок напряжения с |
|||
|
— |
|
Г - ^ О * |
амплитудой «о, ue = iioa(t). |
|||
|
|
Пренебрежем |
влиянием |
||||
|
6>ф |
% |
( Ь лЪ * |
емкостей |
переходов. |
||
|
Предположим, что время |
||||||
|
1 1 — |
;------- J |
•переходного процесса |
ма |
|||
|
|
|
|
ло по сравнению с вре |
|||
|
|
|
|
менем жизни |
носителей в |
||
|
|
|
|
базе |
прибора |
и выполня |
|
|
|
|
|
ется |
соотношение |
. |
В этих предположениях рассматриваемую схему, применив эк вивалентную схему транзистора рис. 4.7, можно представить с по мощью нелинейной цепи рис. 6.16. Диод показан пунктиром, так
как при условии |
выполняется неравенство |
di* |
* |
||
Цепь рис. 6.16 списывается следующей системой уравнений: |
||
|
л |
(6. 1) |
|
u Q— uA = r 6i6. |
|
Из этой системы после простых преобразований можно полу чить следующее дифференциальное уравнение:
v § + ^ > 4 = |
* . |
|
Р dt гб |
J |
Гй |
Введем новые переменные, положив
щ
е*7’
(6 .2)
(6.3)
140