Скляр в пересказе Орешкина
.pdf
|
|
|
|
|
1. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Этаптап 1:Преобразованиереобр ование сисигналанала в |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
в выборкурку |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Этап 2. Принятие |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Этап 2: Принятие |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
решенияния |
|
|
||
|
|
|
|
|
я и |
ретизация |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Демодуляция и |
дискретизация |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
AWGN |
|
|
|
|
Выборкака в |
|
Обнаружение |
|
|
|||
|
|
r ) |
|
|
|
|
t=T |
|
Сравнениевнение с |
|
|
|||
|
|
r (t ) |
|
|
|
|
в момент |
t = T |
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
р |
|
|
|
|
i(t) |
|
|
|
|
|
|
|
|
с порогом |
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
s (t) |
|
Пониженные |
Принимающий |
Выравнивающий |
|
|
|
|
|
|
|
|||
i |
|
|
|
частоты |
фильтр |
фильтр |
|
(t) |
|
|
H1 |
|
|
|
Переданный |
|
|
|
|
|
z(t) |
z( |
z(T ) |
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
z(T) |
ˆ |
|
||||||
|
сигнал |
|
Для полосовых |
|
|
|
|
|
z(T ) |
H2 |
|
|
||
|
сигнал |
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
Для полосовых |
|
Компенсация ISI, |
|
|
|
|
|
|
i |
|
|
|
|
|
сигналов |
|
|
|
|
|
|
и и |
|||
|
|
|
|
сигналов |
|
Компенсация ISI, |
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
введеннойѐ |
кканалом |
|
|
|
H2 |
|
ил и |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
uˆi i |
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
u |
|
|
|
нятый сиг ал, |
|
Узкополосныйзк полосн импульспульс |
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
Принятый сигнал |
( озможно, с жен ый) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
r(t) s(t) h (t) n(t) |
(возможно, искаженный) |
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
r(t) = si(t) + |
c |
+ n(t) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
i |
c |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис.3.1. Два основных этапа в процессе |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
демодуляции/обнаружения цифровых сигналов |
|
|
|
|
|
|
|
Эта функция может реализовываться различными способами: на входе приемника, в
демодуляторе, распределяться между этими двумя устройствами или вообще не реализовы-
ваться.
В блоке демодуляции и дискретизации (см. рис.3.1) изображен принимающий фильтр (по сути, демодулятор), выполняющий восстановление сигнала в качестве подго-
товки к следующему необходимому этапу - обнаружению. Фильтрация в передатчике и канале обычно приводит к искажению принятой последовательности импульсов, вызван-
ному межсимвольной интерференцией, а значит, эти импульсы не совсем готовы к дис-
кретизации и обнаружению. Задачей принимающего фильтра является восстановление уз-
кополосного импульса с максимально возможным отношением сигнал/шум (signal-to-noise ratio - SNR) и без межсимвольной интерференции. Оптимальный принимающий фильтр,
выполняющий такую задачу, называется согласованным (matched), или коррелятором
(correlator) и описывается далее. За принимающим фильтром может находиться выравни-
вающий фильтр (equalizing filter), или эквалайзер (equalizer); он необходим только в тех системах, в которых сигнал может искажаться вследствие межсимвольной интерферен-
ции, введенной каналом. Принимающий и выравнивающий фильтры показаны как два от-
дельных блока, что подчеркивает различие их функций.
Два этапа процесса демодуляции/обнаружения показаны на рис.3.1. Этап 1, преоб-
разование сигнала в выборку, выполняется демодулятором и следующим за ним устройст-
вом дискретизации. В конце каждого интервала передачи символа Т на выход устройства дискретизации, додетекторную точку, поступает выборка z(T ) , иногда называемая тес-
31
товой статистикой. Значение напряжения выборки z(T ) прямо пропорционально энер-
гии принятого символа и обратно пропорционально шуму. На этапе 2 принимается реше-
ние относительно цифрового значения выборки (выполняется обнаружение).
3.1. Условие ортогональности и векторное представление сигналов
Функции j , k считаются ортогональными, если
T |
|
j (t) k (t)dt 0 , 0 t T . |
(3.3) |
0 |
|
Набор из N ортогональных функций задает пространство сигналов, и представляет собой оси этого пространства.
Условие ортогональности можно сформулировать следующим образом: каждая функция j (t) набора ортогональных функций должна быть независимой от остальных
функций набора. Каждая функция j (t) не должна интерферировать с другими функция-
ми в процессе обнаружения. С геометрической точки зрения все функции j (t) взаимно перпендикулярны.
Произвольный конечный набор сигналов si (t) i 1,...,M , где каждый элемент множества физически реализуем и имеет длительность Т, можно выразить как линейную
комбинацию N ортогональных сигналов 1 (t) , |
2 (t) ,..., N (t) , |
где N M , так, что |
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
N |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
si (t) aij j , i 1,...,M , N M , |
(3.4) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
j 1 |
|
|
где |
|
|
|
|
|
|
|
|
||
a |
|
1 |
|
T s (t) |
|
(t)dt , |
i 1,...,M , 0 t T , |
j 1,...,N ,(3.5) |
|
|
|
|
j |
|
|||||||
ij |
|
K |
|
|
i |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
j |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
aij |
- коэффициент при j (t) разложении сигнала si (t) по базисным функциям. |
|||||||||
Если, например, N = 3, то сигналу |
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
sm (t) am1 1(t) am2 2 (t) am3 3(t) |
||
соответствует вектор |
sm , который можно изобразить в трехмерном евклидовом |
|||||||||
пространстве с координатами am1, am2 , am3 . |
|
|
32
3.2. Отношение сигнал/шум
Важнейшим критерием качества аналоговой системы связи является отношение средней мощности сигнала к средней мощности шума (S/N или SNR). В цифровой связи в качестве критерия качества чаще используется нормированная версия SNR, Eb / N0 , Eb -
это энергия бита, и ее можно описать как мощность сигнала S, умноженную на время пе-
редачи бита Tb . N 0 - это спектральная плотность мощности шума, и ее можно выразить как мощность шума N, деленную на ширину полосы W. Поскольку время передачи бита и скорость передачи битов Rb взаимно обратны, Tb можно заменить на 1/ Rb
Eb |
|
STb |
|
S / Rb |
. |
(3.6) |
|
|
|
||||
N0 |
N /W |
|
N /W |
|
Еще одним параметром, часто используемым в цифровой связи, является скорость
передачи данных, измеряемая в битах в секунду. В целях упрощения выражений, встре-
чающихся в книге, для представления скорости передачи битов вместо записи Rb будем писать просто R. С учетом сказанного перепишем выражение (3.6) так, чтобы было явно видно, что отношение Eb / N0 представляет собой отношение S/N, нормированное на ши-
рину полосы и скорость передачи битов.
|
E |
S W |
|
||||
|
b |
|
|
|
|
. |
(3.7) |
|
|
|
|
||||
|
N0 |
N |
R |
|
|||
Одной из важнейших метрик производительности в системах цифровой связи явля- |
|||||||
ется график зависимости вероятности появления ошибочного бита Pb |
от Eb / N0 . |
3.3. Критерий максимального правдоподобия приема сигналов
Критерий принятия решения, используемый в этапе 2 (см. рис.3.1), описывался следующим образом:
|
H1 |
|
|
z(T ) |
|
, |
(3.8) |
|
|
|
|
|
H2 |
|
|
Популярный критерий выбора порога |
для принятия двоичного решения в выра- |
жении (3.8) основан на минимизации вероятности ошибки. Вычисление этого минималь-
ного порога 0 начинается с записи связи отношения плотностей условных вероятно-
33
стей и отношения априорных вероятностей появления сигнала. Поскольку плотность ус-
ловной вероятности p(z | si ) также называется правдоподобием si , формулировка
p(z | s ) H1 |
P(s ) |
|
||
1 |
|
2 |
(3.9) |
|
|
|
|||
p(z | s ) |
|
P(s ) |
|
|
2 |
H |
2 |
1 |
|
|
|
|
|
есть критерий отношения правдоподобий. В этом неравенстве P(s1) и P(s2 ) явля-
ются априорными вероятностями передачи сигналов s1 (t) и s2 (t) , a H1 и H 2 - две воз-
можные гипотезы. Правило минимизации вероятности ошибки (формула (3.9)) гласит, что если отношение правдоподобий больше отношения априорных вероятностей, то следует
выбирать гипотезу H1 . |
|
|
|
|
|
|
|
При P(s1) P(s2 ) и симметричных p(z | si ) |
|
(i 1, 2) |
правдоподобиях дает |
||||
|
H1 |
a a |
2 |
|
|
|
|
z(T ) |
|
1 |
|
0 |
, |
(3.10) |
|
|
|
||||||
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
H2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
где a1 - сигнальный компонент z(T ) при передаче s1 (t) ; a2 - сигнальный компо-
нент при передаче s2 (t) . Порог 0 , представленный выражением (a1 a2 ) / 2 , - оптималь-
ный порог для минимизации вероятности принятия неверного решения в этом важном частном случае. Описанный подход называется критерием максимального правдопо-
добия.
Если бы пример был М-мерным, а не бинарным, всего существовало бы М функций правдоподобия, представляющих М классов сигналов, к которым может принадлежать принятый сигнал. В этом случае решение по принципу максимального правдоподобия представляло бы выбор класса, имеющего самое большое правдоподобие из М возмож-
ных.
3.4.Вероятность ошибки
Впроцессе принятия бинарного решения существует две возможности возникно-
вения ошибки.
Суммарная вероятность ошибки равна сумме вероятностей всех возможностей ее появления. Для бинарного случая вероятность возникновения ошибочного бита можно выразить следующим образом:
2 |
2 |
|
Pb P(e, si ) P(e, si )P(si ) |
(3.11а) |
|
i 1 |
i 1 |
|
или
34
Pb P(H2 | s1)P(s1) P(H1 | s2 )P(s2 ) . |
(3.11б) |
Для равных априорных вероятностей (т.е. P(s1) P(s2 ) 1/ 2 ) имеем
P |
1 |
P(H |
|
| s ) |
1 |
P(H | s |
|
) . |
(3.12) |
|
2 |
|
2 |
||||||
b |
2 |
|
1 |
2 |
1 |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
В случае равновероятных сигналов и симметричных гауссовых правдоподобий ве-
роятность битовой ошибки можно оценить как
|
a1 a2 |
|
|
|
|
|
(3.13) |
||
|
||||
Pb Q |
2 0 |
. |
||
|
|
|
Здесь Q(x) называется гауссовым интегралом ошибок и часто используется при
описании вероятности с гауссовой плотностью распределения. Определяется эта функция следующим образом:
|
|
1 |
|
|
|
|
|
u |
2 |
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
Q(x) |
|
2 |
exp |
|
|
2 |
du . |
(3.14) |
|||||||||
|
|
|
x |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
Одна из аппроксимаций, справедливая для x 3 , |
|
|
|||||||||||||||
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
x |
2 |
|
|
||||
Q(x) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
. |
(3.15) |
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
exp |
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
x |
2 |
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
3.5. Согласованный фильтр
Для минимизации вероятности битовой ошибки как значения гауссова интеграла нужно максимизировать параметр данной функции. Для этого применяется согласован-
ный фильтр (matched filter) - линейное устройство, спроектированное, чтобы давать на выходе максимально возможное для данного передаваемого сигнала отношение сиг-
нал/шум. Такой фильтр должен обладать оптимальной передаточной функцией H0 ( f )
H ( f ) H |
0 |
( f ) kS*( f )e2 ifT |
|
(3.16) |
||
|
|
|
|
|
|
|
или импульсной характеристикой |
|
|
|
|
|
|
ks(T t) |
|
|
0 t T |
. |
(3.17) |
|
h(t) |
0 |
для остальных |
t |
|||
|
|
|
|
|
Итак, импульсная характеристика фильтра, дающего максимальное отношение сигнал/шум на выходе, является зеркальным отображением сигнала сообщения s(t) , за-
паздывающим на время передачи символа Т.
35
3.6. Оптимизация вероятности ошибки
Для оптимизации (минимизации) Pb в среде канала и приемника с шумом AWGN
(см. рис.3.1) нужно выбрать оптимальный принимающий фильтр на этапе 1 и оптимальный
порог принятия решения на этапе 2. Для минимального Pb в общем случае необходимо вы-
брать фильтр (согласованный) с максимальным аргументом функции Q(x) . Следователь-
но, нужно определить максимальное (a1 a2 ) / 2 0 , что равносильно максимальному
|
|
(a a |
2 |
)2 |
|
|
|
|
|
1 |
|
, |
|
|
(3.18) |
||
|
|
2 |
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
где (a1 a2 ) - разность желательных компонентов сигнала на выходе фильтра в мо- |
||||||||
мент t T . |
|
|
|
|
|
|
|
|
Энергия разностного сигнала |
|
|
|
|
|
|
|
|
T |
|
|
|
|
|
|
||
Ed s1(t) s2 (t) 2 dt. |
(3.19) |
|||||||
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
Вероятность битовой ошибки |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Ed |
|
|
|||
P Q |
|
|
. |
(3.20) |
||||
|
|
|||||||
b |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2N0 |
|
Для согласованного фильтра уравнение (3.20) является важным промежуточным результатом, включающим энергию разностного сигнала на входе фильтра. Из этого урав-
нения можно вывести более общее соотношение для энергии принятого бита. Для начала определим временной коэффициент взаимной корреляции , который будем использовать
в качестве меры подобия двух сигналов - |
s1(t) и s2 (t) . Имеем |
|
|||||
|
1 |
|
T s (t)s |
|
(t)dt . |
(3.21) |
|
E |
|
|
|||||
|
|
|
1 |
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
b 0 |
|
|
|
|
Используя определение коэффициента корреляции, получаем:
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
P Q |
Eb (1 ) |
|
. |
(3.22) |
||
|
||||||
b |
|
|
|
|
|
|
|
|
N0 |
|
Рассмотрим случай 1 . Такие сигналы использовать невозможно, поскольку сиг-
налы связи (элементы алфавита) должны быль максимально несопоставимы, чтобы их можно было легко различать (обнаруживать).
36
Следующий частный случай 1 соответствует «антикорреляции» s1(t) и s2 (t) в
течение времени передачи символа. В случае, когда векторы являются зеркальными ото-
бражениями друг друга, сигналы называются антиподными.
Случай 0 соответствует нулевой корреляции между s1(t) и s2 (t) (угол между векторами равен 90°). Такие сигналы именуются ортогональными. Для того чтобы два сигнала были ортогональными, они не должны коррелировать в течение времени передачи символа, т.е. должно выполняться условие:
|
|
|
|
T |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
s1(t)s2 (t)dt 0 . |
|
|
|
|
|
(3.23) |
||||||||||||||
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
При обнаружении антиподных сигналов |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2E |
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
P Q |
|
|
|
b |
|
. |
|
|
|
|
|
(3.24) |
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
b |
|
|
|
N0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
При обнаружении ортогональных сигналов |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
E |
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
P Q |
|
|
|
b |
|
. |
|
|
|
|
|
(3.25) |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
b |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
N0 |
|
|
|
|
|
|
||||||
Пусть используется узкополосная ортогональная передача сигналов, называемая |
||||||||||||||||||||||||
униполярной. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
s1(t) A, |
0 t T |
для двоичной 1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
s2 (t) 0, |
0 t T |
для двоичного0 ; |
|
|
|
|
|
|
|
(3.26) |
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
A2T |
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
E |
d |
|
|
|
|
E |
|
|
|||||||||||||
|
P Q |
|
|
|
|
Q |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
b |
|
. |
(3.27) |
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||
|
b |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
2N0 |
|
|
|
2N0 |
|
N0 |
|
||||||||||||||
Пусть используется узкополосная антиподная передача сигналов, называемая бипо- |
||||||||||||||||||||||||
лярной. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
s1(t) A, |
0 t T |
для двоичной 1 |
; |
|
|
|
|
|
|
(3.28) |
|
|
|
|||||||||||
s2 (t) A, |
0 t T |
для двоичного0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|||||
|
|
Ed |
|
|
2Eb |
|
||||||||
P Q |
|
|
Q |
2A T |
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|||||||||||
b |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
2N0 |
|
N0 |
|
|
|
N0 |
|
. (3.29)
3.7.Межсимвольная интерференция
Всистеме - передатчике, приемнике и канале - используется множество разнооб-
разных фильтров (и реактивных элементов, таких как емкость и индуктивность). В пере-
датчике информационные символы, описываемые как импульсы или уровни напряже-
37
ния, модулируют импульсы, которые затем фильтруются для согласования с определен-
ными ограничениями полосы.
Пусть характеристика Hc(f) представляет передаточную функцию всей системы,
отвечающую за все этапы фильтрации в различных местах цепочки передатчик-канал-
приемник. Вследствие системной фильтрации принятые импульсы могут искажаться,
"размываться" и перекрываться. Подобный процесс получил название межсимвольной интерференции (intersymbol interference - ISI). Даже при отсутствии шумов воздействие фильтрации и искажение, вызванное каналом, приводят к возникновению ISI.
Исследованием проблемы задания формы принятого импульса с тем, чтобы пре-
дотвратить появление ISI на детекторе, долгое время занимался Найквист. Он показал, что минимальная теоретическая ширина полосы системы, требуемая для определения Rs сим-
волов/с без ISI, равна Rs / 2 Гц.
3.8. Формирование импульсов с целью снижения ISI
Ранее говорилось, что принимающий фильтр часто называется выравнивающим,
если он настраивается на компенсацию искажений, вносимых передатчиком и каналом.
Другими словами, конфигурация этого фильтра выбрана так, чтобы оптимизировать об-
щесистемную частотную передаточную функцию H(f). Одна из часто используемых пере-
даточных функций H(f) принадлежит к классу функций Найквиста (нулевая ISI в моменты
взятия выборок) и называется приподнятым косинусом (raised-cosine).
Коэффициент сглаживания (roll-off factor) определяется как r W W0 /W0 , где
0 r 1. Коэффициент сглаживания - это избыток полосы, деленный на ширину полосы по
уровню –6 дБ (т.е. относительный избыток полосы). Для данного W0 выравнивание r зада-
ет требуемый избыток относительно W0 и характеризует крутизну фронта характеристики фильтра.
Используя ограничение ширины полосы по Найквисту (минимальная ширина по-
лосы W, требуемая для поддержания скорости Rs символов/с без межсимвольной интер-
ференции, равна Rs / 2 Гц), можно вывести более общее соотношение между требуемой полосой и скоростью передачи символов, включающее коэффициент сглаживания r .
W |
1 |
(1 r)R . |
(3.30) |
2 |
s |
|
38
Примеры задач
Пример 3.1. На рис.3.2 иллюстрируется утверждение, что любой произвольный интегрируемый набор сигналов может представляться как линейная комбинация ортого-
нальных сигналов. На рис.3.2,а показан набор из трех сигналов - s1 (t) , s2 (t) и s3 (t) . 1) Покажите, что данные сигналы не являются взаимно ортогональными.
2) Докажите, что сигналы 1(t) и 2 (t) на рис.3.2,б, ортогональны.
3) Покажите, как неортогональные сигналы из п. 1 можно выразить как линейную комбинацию ортогональных сигналов из п. 2.
4) На рис.3.2,в показаны другие два сигнала 1 (t) и 2 (t) . Покажите, как неорто-
гональные сигналы, представленные на рис.3.2,а, выражаются через линейную комбина-
цию сигналов, изображенных на рис.3.2,в.
s1(t)
t
s2(t) |
|
|
|
|
|
|
|
ψ1(t) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ψ*1(t) |
|
|
(t) |
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
t |
|
|
|
|
|
|
|
t |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
t |
|
|
|
|
|
T |
|
|
T |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
s (t)s (t)dt s0(t)s |
j |
(t)dt 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
i |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
s (t) 0 i |
j |
0 |
|
|
|
ψ2(t) |
|
|
|
|
|
ψ*2 (t) |
2 (t) |
|
|
|
|
|
|
||||||||
3 |
для i j |
для |
i j |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
t |
|
|
|
|
|
|
|
t |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
t |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
T |
|
для j k |
|
|
|
|
T |
|
T |
для j k |
|
|
||||||
|
|
|
|
T |
|
|
|
|
T |
T |
T |
* * |
|
|
T |
для j k |
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
(t)dt |
|
|
|
|
для |
j k |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
ψj(t)ψk |
(t) (t)dt |
|
ψ j(t)ψ k(t)dt |
|
|
|
(t) (t)dt |
|
|
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|||||||||||||||||
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
0 дляj |
другихk |
j, k |
0 |
других j, k |
для другихj |
j,kk |
других j, k |
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 для |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 для |
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
а |
|
|
а |
|
|
|
|
б |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
в |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
б |
|
|
в |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис.3.2. Пример выражения произвольного набора сигналов через ортогональный набор: а - произвольный набор сигналов; б - набор ортогональных базисных функций; в - другой набор ортогональных базисных функций
Решение.
1) Сигналы s1 (t) , s2 (t) и s3 (t) , очевидно, не являются взаимно ортогональными,
поскольку не удовлетворяют требованиям ортогональности, т.е. интегрирование по вре-
мени (по периоду передачи символа) скалярного произведения любых двух из трех сигна-
лов не равно нулю. Покажем это для сигналов s1 (t) и s2 (t) .
39
T |
|
T / 2 |
T |
s1 (t)s2 (t)dt |
s1 (t)s2 (t)dt |
s1 (t)s2 (t)dt |
|
0 |
|
0 |
T / 2 |
|
T / 2 |
T |
|
|
( 1)(2)dt |
( 3)(0)dt T. |
|
|
0 |
T / 2 |
|
Подобным образом интегрирование по интервалу времени Т каждого из скалярных
произведений s1 (t) s3 (t) и s2 (t) s3 (t) дает ненулевой результат. Следовательно, множество сигналов si (t) i 1, 2, 3 , изображенных на рис.3.2,а, не является ортогональным.
2) Используя условие ортогональности, докажем, что 1(t) |
и 2 (t) ортогональны. |
|||
|
T |
T / 2 |
T |
|
|
1(t) 2 (t)dt |
(1)(1)dt ( 1)(1)dt 0 . |
||
|
0 |
0 |
T / 2 |
|
3) |
Неортогональное множество сигналов |
si (t) i 1, 2, 3 |
можно выразить через |
|
линейную комбинацию ортогональных базисных сигналов { j (t)} |
( j 1, 2) . |
|||
|
s1(t) ψ1(t) 2ψ2 (t); |
|
||
|
s2 (t) ψ1(t) ψ2 (t); |
|
||
|
s3 (t) 2ψ1(t) ψ2 (t). |
|
||
4) Подобно тому, как было сделано в п. |
3, неортогональное множество si (t) |
|||
i 1, 2, 3 |
можно выразить через ортогональный набор базисных функций j (t) j 1, 2 , |
изображенный на рис.3.2,в.
s1(t) 1 (t) 3 2 (t); s2 (t) 2 1 (t);
s3 (t) 1 (t) 3 2 (t).
Эти соотношения показывают, как произвольный набор сигналов {si (t)} выражает-
ся через линейную комбинацию сигналов ортогонального набора { j (t)} .
Пример 3.2. Рассмотрим бинарную систему связи, принимающую равновероят-
ные сигналы s1 (t) и s2 (t) плюс шум AWGN (рис.3.3). Предположим, что в качестве при-
нимающего фильтра используется согласованный фильтр и спектральная плотность мощ-
ности шума N 0 равна 10 12 Вт/Гц. С помощью значения напряжения и времени принятого сигнала, показанных на рис.3.3, вычислите вероятность появления ошибочного бита.
40