Откуда частота среза

, (2.5)

51

Если R_Э >> r_Э, то из (2.5) следует, что

П ередаточная функция каскада в целом для области НЧ будет определяться произведением

Нижняя же граничная частота находится как наибольшее значение из (2.2) - (2.5), если два остальных значения много меньше, чем эта наибольшая.

Амплитудно-частотные искажения в ВЧ области в каскадах на биполярных транзисторах определяются двумя факторами – параметрами транзистора и паразитными емкостями схемы( монтажная емкость, емкость нагрузки и т. д.). К параметрам транзистора, определяющим его частотные свойства, относятся собственные емкости переходов и быстродействие транзистора( т.е. спад h_21Э на верхних частотах). Совместный учет этих факторов требуется далеко не всегда. Достаточно выделить наибольшую из постоянных времён, определяющих верхнюю граничную частоту f_ГР.В. Если представить

h_21Э (р) = h_21ЭН/(р_В+1),

г де h_21ЭН – h_21Э на нижних частотах, то оценка К_У(р) для ВЧ имеет вид

где К_У0 – коэффициент усиления в полосе пропускания на средней частоте.

52

оказывается достаточно малой, а граничная частота

достаточно высокой. Поэтому спад АЧХ в ВЧ области, как правило, определяется входной и выходной цепями.

Емкостный характер нагрузки( рис. 2.1,б) обусловливает следующую зависимость коэффициента передачи выходной цепи

,

где К_ВЫХ0 – коэффициент передачи выходной цепи в полосе пропускания; Т_Н = (R_ВЫХR_Н)С_Н.

Граничная частота полосы пропускания выходной цепи равна

П омимо выходной цепи, искажения в области ВЧ возникают и во входной цепи. Это связано с тем, что сопротивление каскадов ОЭ на ВЧ Z_ВХ(Р) имеет емкостной характер, обусловленный, во-первых, емкостью перехода база-эмиттер( входной емкостью) С_ВХЭ  _В/h_21Н(_Э+R_Э), а во-вторых, емкостью коллектор-база С_КБ (рис. 2.1,б). Емкость С_ВХЭ обычно очень мала (максимум единиц пикофарад), однако в С_ВХЭ следует учитывать и емкость монтажа входной цепи. Но все-таки самое большое влияние оказывает емкость С_КБ, так как ее действующее значение в силу известного эффекта Миллера [2] в |К_М| раз больше истинного. Поэтому полное входное сопротивление транзистора на высоких частотах имеет вид

53

Так как r_Б невелико и часто много меньше сопротивления источника сигнала, то составляющая |К_М| С_КБ превалирует и имеет нулевое сопротивление, постоянная времени входной цепи (ее в справочниках называют постоянной времени цепи обратной связи на высокой частоте) _К = r_БС_КБ приводит к ограничению полосы каскада на ВЧ со стороны входа. Граничная частота при этом равна

В широкополосных усилителях ограничение полосы по входу обычно бывает основным. Поэтому высокочастотные усилители строятся часто с использованием схемы ОБ, где влияние С_КБ оказывается ослабленным по сравнению со схемой ОЭ. Прежде всего сказывается малой входная емкость ( отсутствует эффект Миллера), что значительно расширяет его полосу пропускания по входу. Благодаря тому, что

имеет малую постоянную времени, повышается и f _ГР.В.У.

В схеме ОБ влияние С_КБ на входную цепь может оказаться весьма своеобразным – с ней возможна инверсия полной проводимости. Поэтому полное входное сопротивление может получить индуктивный характер, так как

,

где _Вr_Б/h_21ЭН – эквивалентная входная индуктивность.

Отсюда ясно, почему важно иметь короткозамкнутую цепь базы: если в базе есть значительное внешнее сопротивление R_Б > r_Эh_21ЭН, то входная цепь с паразитными емкостями создает колебательный контур, что может приводить к возникновению автоколебаний ( возбуждению).

Рассмотрим теперь особенности амплитудно-частотных искажений каскадов ОК. На высоких частотах входная емкость повто-

54

рения зависит главным образом от С_Н и грубо может быть оценена как С_Н/h_21Э. Выходное же сопротивление на высокой частоте может иметь индуктивный характер (по той же причине, что и входное сопротивление каскада ОБ), поэтому при определенных С_Н схемы ОБ могут давать колебательные переходные процессы и даже переходить в режим автогенерации. Однако наиболее опасным следствием емкостной нагрузки является склонность простых повторителей к нелинейным искажениям сигнала высокой частоты. При этом отрицательный фронт сигнала на выходе повторителя может оказаться во много раз длиннее, чем на входе [3]. Это и есть основная причина нелинейных искажений в схемах ОК. Максимальная частота синусоидального сигнала, передаваемого повторителем без искажений, равна

где U_а – амплитуда сигнала на выходе.

Все сказанное о частотных искажениях в каскадах на биполярных транзисторах в равной мере относится и к каскадам на полевых транзисторах и для расчета его полосы пропускания сложно воспользоваться приведенными выше формулами. Благодаря большому входному сопротивлению каскадов на полевых транзисторах, искажения во входной цепи практически отсутствуют. Если нагрузкой каскада является аналогичный каскад на полевом транзисторе, то отсутствуют искажения и в выходной цепи. Поэтому нижняя граничная частота, как правило, определяется емкостью в цепи истока. Поскольку крутизна у биполярных транзисторов больше чем у полевых. r_Э < r_И и, следовательно, искажения в каскадах на полевых транзисторах из-за влияния блокировочных емкостей оказываются меньшими.

П олное входное сопротивление каскадом ОИ и ОС имеет сложный характер на высоких частотах, но в первом приближении

55

его можно считать емкостным

Здесь действующее значение С_ЗИ меньше истинного, а действующее значение С_ЗС больше или равно истинному за счет эффекта Миллера. Полоса пропускания каскадов на полевых транзисторах со стороны верхних частот полностью определяется выходными сопротивлениями схем и емкостной нагрузкой С_Н, но все сказанное о нелинейных эффектах на высоких частотах в схеме ОК полностью относится и к истоковым повторителям.

Для определения верхней граничной частоты БПТ по схеме ОБ необходимо воспользоваться эквивалентной схемой и формулами:

Рис. 2.2 Эквивалентная схема БПТ с ОБ

где γ = 25 В^-1, f_Т – граничная частота по усилению (приводится в справочнике).

Для определения верхней граничной частоты ПТ по схеме ОИ воспользуемся также эквивалентной схемой и формулами:

56

Рис. 2.3. Эквивалентная схема ПТ с ОИ