книги / Неразрушающий контроль параметров тонких проводящих пленок электромагнитными методами
..pdf62 |
2. Теория неразрушающего электромагнитного контроля |
с2. Из хода кривых видно, что для значений Ь2^ 33 при d2^ \ и можно с точностью более 2% пользоваться приближенной
формулой [44, 45, 98]
D _ Л 0 2no2a2W>
(2.72)
Rвн" -----2Т8----- |
Jo1 |
для вычисления зависимости импеданса квадрата поверхности пленки от измеренного значения активной составляющей вноси мого в преобразователь сопротивления.
На рис. 2.14 представлены рассчитанные на ЭВМ значения ин теграла J0. в зависимости от размеров системы.
Реактивная составляющая вносимого в преобразователь со противления в данном приближении намного меньше реактивного сопротивления ненагруженного преобразователя, и ее изменение можно не учитывать.
Поскольку параметр Ь2 зависит от частоты и размеров пре образователя, для любого диапазона Zs тонких металлических пленок, в котором выполняется условие (2.2), можно подобрать частоту питающего генератора и размеры преобразователя таким образом, чтобы выполнялось рассмотренное выше приближение. В этом диапазоне, рассчитав предварительно по градуировочным кривым (см. рис. 2.14) значение интеграла Joi для известных от носительных размеров системы, можно пользоваться простой ана литической зависимостью (2.72) для вычисления * параметров тонких проводящих пленок по измеренному значению активной со ставляющей вносимого в преобразователь сопротивления. Крите рием практического применения предложенного приближения яв ляется пренебрежимо малое изменение реактивного сопротивле ния преобразователя.
3. ВИХРЕТОКОВЫЕ МЕТОДЫ КОНТРОЛЯ ТОНКОПЛЕНОЧНЫХ СТРУКТУР
Существующие вихретоковые методы контроля основы ваются на теории взаимодействия электромагнитных полей на кладного [172] и проходного [93] преобразователей с контроли руемым изделием [163].
Первичные параметры вихретоковых измерительных преобразо вателей зависят от множества внешних факторов: размеров и конструкции преобразователей, расстояния от преобразователя до контролируемого изделия (зазора), температуры, электрофизи ческих параметров изделия (толщины, электрической проводи мости, свойств основы покрытий). Суммарное влияние этих фак торов изменяет параметры преобразователей. Получение простых аналитических зависимостей параметров преобразователя от раз личных факторов обычно невозможно — исследуются графические зависимости (в виде годографов) с применением ЭВМ. Почти все используемые методы и приборы вихретокового контроля основы ваются «а качественном анализе получаемых годографов и эмпири ческом материале (калибровке по эталонным образцам) [163].
Предложенные в предыдущей главе методики расчета взаимо действия неоднородного электромагнитного поля вихретокового на кладного преобразователя с тонкопленочными проводящими струк турами с помощью модели импедансной поверхности [98, 100] и приближения плоской волны [30] дают возможность разработать методы контроля таких структур на основе анализа полученных аналитических зависимостей для конкретных типов преобразова телей с реализацией для ряда случаев отстройки от влияния за зора.
Методам отстройки от влияния зазора при вихретоковом конт роле, как основного мешающего фактора, посвящено множество исследований [19, 138, 163, 183]; Например, в работах [11, 113, 163] излагаются теоретические возможности оптимальных отстроек
64 |
3. Вихретоковые методы контроля тонкопленочных структур |
от влияния |
зазора и электрофизических свойств подложки |
на параметры выходного сигнала с использованием преобразова ния годографов первичных вносимых параметров. Рассматрива ются конструкции выпускаемых промышленностью приборов с ис пользованием отстройки от мешающих факторов.
В работах [19, 93] анализируются схемные решения преобра зования сигнала вихретокового преобразователя. Исследуются воз можности достижения оптимальной чувствительности для раздель
ного измерения |
активной и |
реактивной составляющих вносимого |
в преобразователь сопротивления. |
||
Возможность |
достижения |
оптимальных условий отстройки от |
влияния зазора с использованием специальной неуравновешенной мостовой схемы рассматривается в работе [184], возможность от стройки от влияния зазора с применением двух вихретоковых на кладных преобразователей — в .[183]. Компенсационный метод отстройки рассмотрен в работе [143].
В работе [138] анализируются методы подавления влияния зазора с помощью фазочувствительных схем применительно к электромагнитной толщинометрии [204]. Указывается на перспек тивность использования фазового и амплитудно-фазового методов обработки сигнала первичного преобразователя для достижения наименьшей чувствительности к изменению зазора. Приводится сконструированная на основе экспериментальных данных блоксхема устройства с частичным подавлением влияния зазора.
Доказана возможность достаточно хорошей отстройки от влия ния зазора на основе специального преобразования сигнала пер вичного дифференциального преобразователя [45].
Рассмотренные выше и другие проведенные в этом направле нии работы, как уже отмечалось, основываются главным образом на эмпирических исследованиях конкретных преобразователей с последующим вторичным преобразованием снятых эксперимен тально по эталонным образцам годографов вносимых параметров.
До сих пор не существует, насколько нам известно, общих при годных для инженерных расчетов соотношений для вторичного преобразования сигнала первичного преобразователя с отстрой кой от влияния зазора с последующим анализом реализации этих преобразований в конкретных схемных решениях.
В главе 2 была изложена методика расчета взаимодействия неоднородного электромагнитного поля вихретокового накладного преобразователя с тонкопленочными проводящими структурами на основе использования модели импедансной поверхности [98, 100] и приближения плоской волны [30]. Полученные выражения опре деляют зависимость параметров электромагнитных полей от свойств структуры (импеданса квадрата поверхности, составляющих вход ного импеданса) и размеров системы.
В настоящей главе рассматриваются возможности применения предложенных методик расчета для разработки вихретоковых ме
3.1. Параметрические накладные преобразователи |
65 |
тодов контроля параметров тонкопленочных структур с исполь зованием различных типов преобразователей и отстройкой в ряде случаев от влияния зазора на основе анализа полученных анали тических зависимостей [31, 49, 50, 53], даются рекомендации по реализации разработанных методов в конкретных схемных реше ниях вторичной обработки сигнала :[28, 38, 55, 60].
3.1. ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ НАКЛАДНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Анализ выражений для активных составляющих вносимого в параметрический преобразователь сопротивления (2.49), (2.72) показывает сильную их зависимость от зазора [30, 44, 103].
Исследуем возможность контроля параметрическими наклад ными преобразователями тонкопленочных проводящих структур на основе использования методик расчета приближений импедансной поверхности (см. п. 2.3.3) [98, 100] и плоской волны (см. п. 2.3.1) [30, 51, 57] с отстройкой от влияния зазора с помощью специаль ных вторичных преобразований сигналов преобразователя.
3.1.1. ОТСТРОЙКА ОТ ВЛИЯНИЯ ЗАЗОРА
НА ОСНОВЕ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ ДВУХ ПАРАМЕТРИЧЕСКИХ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ РАЗЛИЧНОГО ДИАМЕТРА
На основе использования модели импедансной поверхности в п. 2.3.3 было получено выражение для активной составляющей вносимого в параметрический накладной преобразователь сопротив ления (2.72) при взаимодействии его поля с тонкопленочной структурой, практическим критерием применимости которого яв ляется пренебрежимо малая реактивная составляющая по срав нению с реактивной составляющей ненагруженного преобразова
теля [103]. Зависимость активной |
составляющей от зазора выра |
|||||
жается функцией Joi |
(2.71) (см. рис. 2.14). |
|
|
|||
На рис. 3.1 представлены экспериментальные зависимости ак |
||||||
тивной составляющей вносимого |
в параметрический |
накладной |
||||
(а = 20,5 мм, |
117=100, /=200 кГц) |
преобразователь |
сопротивления |
|||
от величины |
зазора |
(d2 = a/h), |
снятые по методике, |
изложенной |
||
в п. 2.3.3. Ход кривых соответствует рис. 2.14. |
|
|
||||
Хотя экспериментальные зависимости активной составляющей |
||||||
вносимого в |
преобразователь |
сопротивления от |
проводимости |
|||
квадрата поверхности тонких алюминиевых пленок |
[98] Ys= 1IRs |
|||||
линейны (рис. 3.2), |
что очень |
важно при реализации |
методов не |
|||
разрушающего контроля, сильная чувствительность к зазору (см. рис. 3.1 ) снижает точность метода, не позволяет успешно исполь зовать его в производственных условиях.
5 — 599
66 |
3. Вихретоковые методы контроля тонкопленочных структур |
Ввиду наличия однопараметрической зависимости [103] (ре активная составляющая практически равна нулю) как от зазора, так и от параметров пленки реализация метода с отстройкой от влияния зазора на основе вторичной обработки сигнала возможна только с использованием двух и более параметрических преобра зователей разного радиуса, расположенных на различных рассто яниях от пленки [40, 53, 55].
Рассмотрим два коаксиальных преобразователя. Пусть зави симость от зазора для параметрического преобразователя радиу
сом ai выражается через функцию f,(A )= J01 (■. а) , c2i I (функ-
ция J0j из (2.71)), а для преобразователя радиусом а2 — через
функцию /2(Л) = B J0i |
с2 2 J |
где, 1г0 — расстояние |
между коак |
||
сиальными преобразователями |
по их |
оси (сдвиг |
зазора); |
с21 = |
|
= Ь\/ай c<j2= L 2/a2; |
I 2 — |
высота |
обмоток тонкостенных |
пре |
|
образователей; В — коэффициент. |
|
|
|
||
Рассмотрим функцию |
|
|
|
|
|
|
/(А )= Л [Ы А )-М А )]. |
|
(3.1) |
||
Рис. 3.1. Зависимость вносимого в преобразователь |
сопротивления |
от величины зазора для образцов при ZB = 0,481 (1) |
и 0,853 Ом/П |
3.1. Параметрические накладные преобразователи |
67 |
Рис. 3.2. Зависимость вносимого в преобразова тель сопротивления от обратного поверхностного сопротивления плелох при d2=6,79 (/) и 2,03 (2)
Независимость от h (отстройка от влияния зазора) функции f(h) на некотором участке Ah может быть достигнута в случае совпа дения хода кривых fi(h) и /2 (Л) на этом участке. Варьируя пара метры ho, с21, с2>Дь а2, В, можно изменять ход кривых, тем са мым изменяя диапазон отстройки. Параметры h0, с2\, с22, а1г а2 определяют геометрию систем коаксиальных преобразователей, параметр В имеет смысл относительного коэффициента усиления сигнала.
Рассмотрим, например, вид функции f(h) для двух конкрет ных преобразователей с ai=4a2=10 мм и различными значениями с21, с22, Но, В. Функции f(h), вычисленные по выражению (2.71) (см. рис. 2.14), графически представлены на рис. 3.3. Кривые аь а2 определяют зависимость от зазора функций f\(h) и f2(h) (т. е. для каждого преобразователя отдельно). Коэффициент А выра жения (3.1) выбирали произвольно исходя из соображений мас штабности рисунков. На рисунках показана геометрия систем пре образователей для каждого случая. На некоторых участках функ ция f(h) слабо зависит от h (отстройка от влияния зазора). Оптимальный вариант отстройки соответствует большим значе ниям В, что обычно вызывает снижение чувствительности, поэтому
68 |
3. Вихретоковые методы контроля тонкопленочных структур |
О |
2 |
А Мм |
следует увеличить параметр В в разумных пределах, поддерживая чувствительность на достаточном для последующего усиления уровне. На рис. 3.3 представлены зависимости от h для конкрет ных радиусов преобразователя. Диапазон отстройки от влияния зазора Ah составляет 0,5—2 мм. При увеличении абсолютных раз меров системы в п раз для тех же относительных размеров Ah также возрастает в п раз.
3.1. Параметрические накладные преобразователи |
69 |
|
Рис. 3.3. Графики функции f(h):
а — |
£=0,7 |
{/); |
1,0 |
(2); |
1,5 |
(3); |
2,5 |
(4); 3,0 |
(5); |
4,0 |
(6); |
с|2=с22= 0; Ло=0; |
б |
- £=0,7 (/); |
||
1.0 (2); 1,5 |
( 3) ; 2,0 (4); |
с,г=Сг2=0; |
Л =2,5 мм; в — |
£-1,56 (/); 2,23 |
(2); 3,35 (3); 4,47 (4); |
|||||||||||
5,59 |
(5); C2I=0,2; |
с22=1,0; |
Ло=0; г |
— |
£=1,56 (Л; |
2,23 |
(2); 3,35 |
(3); |
с2|=0,2; с~=1,0; |
|||||||
Ло=2,5 мм; д — £=0,7 |
(/); |
1,0 |
(2); |
1,5 |
(3); |
3,0 |
(4); |
1; |
fto=2; |
е — £=0,7 (Л; |
||||||
1.0 |
(2); 1,5 |
(3); |
1,75 (4); |
с2,=с22=1; |
Л0=2,5 мм |
|
|
|
|
|
|
|||||
Рассмотрим теперь, как реализовать зависимость f(h) для кон кретных преобразователей при разработке методов контроля со вторичной обработкой сигнала от каждого преобразователя.
Простейшим преобразованием является взаимовычитание ак тивных составляющих вносимых в каждый из преобразователей сопротивлений:
|
A^BH = ^?BHi -Sl^?BH2- |
|
(3*2) |
||
После подстановки |
из выражения (2.72) с учетом вида функ |
||||
ций fi (h) и /2 (h) получаем |
|
т |
|
|
|
|
а, |
|
|
|
|
&Re“~~Zs IJo‘ ( Л+Ло >С21 ) — |
С22^] |
= Zs |
(3.3) |
||
где В = В /<W 2 \2 4 = |
ЖОЦо2Я|2^12 |
постоянные, |
зависящие |
от |
|
ifliU ?i/*“ ' |
2 |
|
|
|
|
i; |
|
поля; В t — параметр, |
оп |
||
параметров преобразователя и частоты |
|||||
ределяющий коэффициент усиления сигнала от второго преобра зователя по сравнению с первым перед их вычитанием.
Таким образом, простейшим вторичным преобразованием яв ляется вычитание усиленного (коэффициент 5i) сигнала (пропор ционального активной составляющей вносимого сопротивления) преобразователя меньшего радиуса из сигнала преобразователя
70 |
3. Вихретоковые методы контроля тонкопленочных структур |
большего размера (векторно-разностные датчики). Размеры си стемы (ho, С2 1, с22 , а\, а2) и коэффициент усиления В\ подбирают из изложенных выше соображений для каждого конкретного случая с учетом поставленной задачи, конструктивных особенностей и под держания достаточной чувствительности.
Такое преобразование наиболее легко осуществить на основе использования дифференциальных мостовых схем [55] с после дующим усилением выходного сигнала:
= |
(3.4) |
Для экспериментальной проверки возможности достижения оп тимальной отстройки на основе использования выражения (3.3) с вторичным преобразованием сигналов первичных преобразова телей по формуле (3.4) применялись два преобразователя диа метром ai = 4a2=20 мм с высотой концентрических обмоток 5 мм. Этот случай соответствует рис. 3.3, в. Частота питающего генера тора 1,0 МГц.
Исследовались зависимости выходного сигнала от зазора для образцов — тонких серебряных пленок (рис. 3.4). Зазор изме
нялся от 3,5 (нулевой зазор) |
до 8,5 мм, Si = 8 ( S « 2). |
Ход кри |
вых соответствует ходу кривой 5 на рис. 3.3, в. Отстройка |
от влия |
|
ния зазора в пределах ±1% |
соответствует диапазону ДЛ= 0,5— |
|
2,5 мм. |
|
|
Следовательно, доказана возможность простой реализации вто ричного преобразователя (3.3).
Зависимость выходного сигнала от проводимости квадрата по верхности Ys =\jZs согласно (2.72), (3.3), (3.4) должна быть ли-
|
|
|
|
Рис. ЗА. Зависимость выходного сигнала |
|||||
0 |
1 |
2 |
3 дЬ,мм- |
от |
зазора |
для |
Ks =0,5 |
(/); |
1,0 (2); 1,5 |
(5); |
2,0 (4); |
3,5 |
(5); 6,0 |
(6) |
CM/D |
||||
3.1. Параметрические накладные преобразователи |
71 |
Рис. 3.5. Зависимость выходного сигнала от проводимости квадрата поверхности, измерен ной на постоянном токе
нейной. Ход кривых, представленных на рис. 3.5, как и следовало ожидать, соответствует теоретическим выводам.
Таким образом, на основе анализа выражений для активных составляющих вносимого в параметрический преобразователь со противления, полученных в приближении импедансной поверх ности, определено оптимальное вторичное преобразование сигнала с отстройкой от влияния зазора с помощью двух вихретоковых параметрических преобразователей различного радиуса. Это пре образование легко реализуется в схемных решениях (дифферен циальные схемы) с возможностью простой аналитической связи (линейность) выходного сигнала с параметрами (проводимостью квадрата поверхности) тонких проводящих пленок [55].
3.1.2. КОНТРОЛЬ ПАРАМЕТРОВ СТРУКТУР
ПО ВХОДНОМУ ИМПЕДАНСУ С ОТСТРОЙКОЙ
ОТ ВЛИЯНИЯ ЗАЗОРА
Рассмотрим возможность использования приближения плос кой волны для разработки методов контроля проводящих структур.
В п. 2.3.1 были получены выражения для составляющих вно симого в параметрический преобразователь сопротивления в пер вом (2.45), (2.46) и нулевом (2.49) приближениях. Исследование критериев применимости (2.48), (2.50) этих выражений показы вает возможность реализации разработанной методики в практи ческих условиях [30, 51, 57], например при контроле толщины по крытий, для которых не выполняется условие (2.2).