2. Регулируемые двухтактные конверторы

В настоящее время широкое распространение получили ИВЭП (источники вторичного электропитания) с бестрансформаторным входом, построенные на основе полу­мостовых или мостовых регулируемых двухтактных конверторов с трансформаторным выходом (ТДК), в которых совмещены функции пре­образования электрической энергии и ее регулирования за счет УУ (устройство управления), ос­нованного на принципе широтно-импульсной модуляции. Для таких ИВЭП характерным является наличие относительно мощного сглажива­ющего LС-фильтра, необходимого для сглаживания напряжения на вторичной обмотке трансформатора. Напряжение имеет прямоуголь­ную форму с регулируемой по длительности паузой при нулевом значе­нии напряжения, зависящей от изменения дестабилизирующих факто­ров (изменения входного напряжения, тока нагрузки, температуры).

На рис. 2.19 приведены схемы регулируемых полумостового (а) и мостового (Ь) ТДК, а также диаграммы (б, г, д) сигналов управления транзисторами конверторов, напряжения и₂ на вторичной обмотке трансформатора и напряжения на нагрузке U_н.

В полумостовой схеме ТДК, когда транзистор VТ1 открыт на вре­мя уТ/2, а VТ2 закрыт, происходит передача энергии от конденсатора С1 в нагрузку и в накопительный LС-фильтр. Одновременно подза­ряжается конденсатор С2. Во время паузы, когда транзисторы VТ1 и VТ2 закрыты, конденсатор С_н фильтра разряжается на нагрузку и энергия дросселя L отдается в нагрузку через оба диода VD1 и VD2. С момента открывания транзистора VТ2 накопленная конденсатором С2 энергия будет передаваться во вторичную цепь трансформатора, а кон­денсатор С1 подзаряжаться.

В мостовой схеме ТДК транзисторы одного плеча (VТ1, VТ2) уп­равляются импульсами длительностью в полупериод (рис. 2.19, г), а другого плеча (VТЗ, VТ4) — импульсами длительностью уТ/2. Та­кое управление обеспечивает протекание симметричного переменного тока в первичной обмотке трансформатора. При фазовом управлении мостовой схемой (рис. 2.19, д) все транзисторы управляются прямоугольными импульсами длительностью в полу период Т/2, но для транзисторов, включенных в противоположные плечи моста, напри­мер VТ1 и VТ4, импульсы сдвинуты один относительно другого на некоторый угол ф.

Напряжение на нагрузке Un для полумостовой схемы ТДК связано с напряжением Е СВ соотношением U_Н = 1/2 kyE, где k = U2/U1=

= [ U_н + U_ост + I_н (r_vd + r_L)]/[E_min/2 – I_{К MAX}r_VT] = (2U_H/Emin) * — коэффициент трансформации с учетом потерь на элементах в установившемся режиме их работы; r_VD, r_VТ — соответственно сопротивления диода и транзистора при прямой их проводимости; r_L - сопротивление дросселя L; U_ост — напряжение отсечки диода, I_{К MAX}— максимальный ток коллектора транзистора.

При E_max для получения на выходе номинального напряжения нагрузки U_H необходимо, чтобы импульсы управления транзисторами имели минимальный коэффициент заполнения, равный для полумостовой схемы ТДК _min=2U_Н/kE_max, а для мостовой схемы ТДК — соответственно уменьшенный в 2 раза.

Ток коллектора I_Кmах, по которому выбирается тип транзистора, для полумостовой схемы ТДК определяется из соотношения

I_Кmах = (2 P_H/E )+I_L’, (2.16)

где I_L ' —приведенный к первичной цепи ток сглаживающего дросселя. Для мостовой схемы ТДК ток I_Кmах по соотношению (2.16) должен быть уменьшен в 2 раза, поэтому такие схемы находят применение в устройствах, рассчитанных на более высокую мощность (0,5—2 кВт), чем полумостовые схемы. Напряжение на транзисторе Uкэ как у по­лумостовой схемы ТДК, так и в мостовой достигает уровня Е_тах.

Емкость конденсатора входного делителя для полумостовой схемы ТДК (рис. 2.19, а) рассчитывают исходя из допустимой амплитуды (размаха) пульсаций U_n выбранного типа конденсатора по формуле

C₁=P_n/4 f_П U_П Emin

Минимальная индуктивность L дросселя выходного фильтра рас­считывается при условии безразрывности тока I_L дросселя согласно выражению

L>=U_Н (1 —у_тiп)/2I_{н min} f_П

а максимальный ток дросселя

I_L max =I_н + I_L= (E_max/2k —U_H) у_тin /4Lf_п + I_н, где соотношение E_max/2k соответствует полумостовой схеме ТДК, а для мостовой схемы оно равно E_max/k. Амплитуду первой гармоники тока I_L1m дросселя можно определить из выражения I_L1m = I_L /2 ² у_тin (1- у_тin)

Емкость конденсатора С_н выходного сглаживающего фильтра с учетом требования по уровню пульсаций напряжения на нагрузке U_n можно найти из выражения С_н = I_L1m /4 U_пf_п U_H (1-y_min)/8LU_п f_п². Согласно рис. 2.19, г управление одним плечом транзисторов, напри­мер VT1, VT2, мостового инвертора рис. 2.19, в осуществляется им­пульсами длительностью в один полупериод, для получения которых может использоваться совмещенная схема (рис. 2.20) основного мосто­вого инвертора на транзисторах VT1 — VT4, трансформаторе T₁ и по­лумостового инвертора с самовозбуждением на конденсаторах С1, С2, транзисторах VT1, VT2 и трансформаторе Т2. Когда открыт транзистор VT1 сигналом базовой обмотки w_б и транзистор VT4 сигналом с коэф­фициентом заполнения w от УУ, происходит отдача энергии в нагрузку от источника Е через трансформатор T1, а также отдача энергии кон­денсатора С2 в цепь базы транзистора VT1 через трансформатор Т2 и подзаряд конденсатора C1, Во время паузы, когда транзистор VT4 закрыт, первичная обмотка трансформатора T1 закорочена открытым транзистором VT1 и диодом VD1. В данном устройстве мощность цепи управления транзисторами VT3, VT4 может быть уменьшена в 2 раза по сравнению со схемами с независимым управлением.