8.6.6. Ослабление влияния синфазного сигнала

усилителя на ОУ, то это может быть осуществлено с по­ мощью специального буферного каскада на полевых^транзисторах (рис. 8.7). Падения напряжения на резисторах /?1 и R2 в этой схеме выбираются равными. Тогда напряжения затвор — исток у обоих транзисторов будут равны и при входном напряжении, равном нулю, сигнал на входе ОУ будет также равен нулю и, следовательно, буферный каскад не будет вносить дополнительных искажений.

8.6.8. Увеличение выходной мощности

Увеличение выходной мощности усилителя достигает­ ся путем дополнения ОУ внешним каскадом усиления мощ­ ности (рис. 8.8). Усилитель мощности выполняется по бесттрансформаторной двухтактной схеме, подобной схеме рис. 5.10, а, и питается от отдельного источника Ек повышен­ ного напряжения. ОУ выполняет роль каскада, управля­ ющего работой усилителя мощности.

В усилителе, выполненном по схеме 8.9, применена не­ обычная схема связи ОУ с дополнительным выходным кас­ кадом усиления мощности [8]. Здесь используется свойст­ во большинства ОУ изменять потребляемый ток в зависи­ мости от тока нагрузки. Если ОУ построен по достаточно экономичной в смысле потребления тока схеме и его выход­ ной каскад работает в режиме А В или 5, то оказывается, что при низкоомной нагрузке выходной ток ОУ примерно равен току, потребляемому от соответствующего источника питания (от положительного источника при положитель­ ном выходном напряжении и от отрицательного — при от­ рицательном). Так например, ОУ типа К153УД2 в ненагруженном состоянии потребляет ток всего 1,5—2 мА. По-

этому, при токе нагрузки 1 0 мА, оказывается, что примерно 80 % тока, потребляемого в сумме от соответствующего ис­ точника, идет в нагрузку. Учитывая взаимосвязь тока на­ грузки и тока, потребляемого схемой от источника питания, можно в качестве входного сигнала внешнего выходного каскада усиления мощности использовать сигнал, пропор­ циональный току потребления.

Рис. в.ЭЛСхема повышения выходной мощности в усилителе на ОУ с дополнительным выходным каскадом усиления мощности

Входное напряжение на оба плеча усилителя мощности, которые выполнены на транзисторах VT1, VT3 и VT2, У7Ч, подается с резисторов R5 и /?6 , включенных в цепях пи­ тания ОУ.

Транзистор УТЬ с делителем напряжения /?9, R\0 и транзистор VT6 с делителем напряжения R 1 1 , R 1 2 служат для компенсации напряжения питания, поступающего в цепь ОУ, если напряжение питания усилителя мощности превышает допустимое для ОУ Если для усилителя мощ­ ности достаточно стандартного напряжения питания ОУ, то эти элементы не нужны и резисторы /?5, / ? 6 включаются непосредственно в цепь питания ОУ

При подаче на вход усилителя напряжения UBX, изме­ няется ток нагрузки, а, следовательно, и ток, потребляемый ОУ от источника. Изменяющееся при этом падение напря­ жения на резисторах /?5, R6 управляет работой внешнего усилителя мощности. Транзисторы ЕГ7, VT8 и резисторы

R7, R8 обеспечивают защиту усилителя от токовых пере­ грузок.

В схемах на рис. 8 . 8 и 8.9 показано подлючение допол­ нительного выходного каскада к инвертирующему усили­ телю. Аналогично могут быть построены схемы на основе неинвертирующего усилителя.

8.6.9. Коррекция частотной характеристики

Назначение коррекции частотной характеристики — исключить самовозбуждение усилителя. Коррекция осу­ ществляется подключением конденсаторов и резисторов к соответствующим зажимам ОУ.

Рекомендуемые для конкретных ОУ цепи коррекции рассчитываются еще на стадии проектирования ОУ и при­ водятся в руководствах по их применению. Например, параметры цепей коррекции для некоторых ОУ приведены в [8 ].

Целый ряд ОУ имеет встроенные цепи коррекции, что облегчает их эксплуатацию. К таким ОУ относятся ОУ ти­ пов 140УД6, 140УД7, К140УД8. К544УД1.

Контрольные вопросы и упражнения

1 . Определить величину сопротивления резистора R2 в схе­ ме на рис. 8.2, б, если R 1 = 10 кОм, а требуемый коэф­ фициент усиления равен Ку = 2 0 .

2 . Определите величину коэффициента усиления Ку уси­ лителя, выполненного по схеме на рис. 8 .2 , б и величину выходного напряжения f/вых» если R 1 = 10 кОм, R2 *=

4.Определите уровень помехи А ( / Вых на выходе инвертиру­ ющего усилителя, выполненного по схеме на рис. 8 .2 , б, если R 1 = 1 кОм, R2 = 50 кОм, а входное напряжение сдвига Uвх.сдв = 2 мВ.

5.Поясните понятие принципа «мнимой земли».

6 . Нарисуйте и поясните принцип действия схем защиты входных и выходных цепей операционного усилителя от перегрузок.

7.Нарисуйте схемы повторителей напряжения на опера­ ционных усилителях.

Г л а в а 9

ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ И АКТИВНЫЕ ФИЛЬТРЫ

9.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

Избирательными называются усилители, усиливающие сигналы в узкой полосе частот. Усиление за пределами по­ лосы пропускания резко падает или вообще отсутствует. Если в усилителях типа RC отношение граничных частот

— = 1,001... 1,1. Частотная зависимость коэффициента уси- 0)н

ления избирательного усилителя достигается включением частотно-зависимых элементов в цепь усилителя, либо в цепь обратной связи.

Избирательные усилители широко применяются в уст­ ройствах измерительной техники, радиоприемных устрой­ ствах, следящих системах и т- п.

9.2. РЕЗОНАНСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Для усиления сигналов в области от десятков килогерц и выше применяются избирательные усилители, использу­ ющие в качестве частотно-избирательных цепей параллель­ ный либо последовательный колебательный контур. Эти из­ бирательные усилители называются резонансными.

При рассмотрении принципов построения и элементов расчета резонансных усилителей будем ориентироваться на низкочастотный диапазон, наиболее характерный для боль­ шинства устройств промышленной электроники.

9.2.1.Резонансный усилитель

спараллельным колебательным контуром

Врезонансных усилителях транзистор включается ча­ ще всего по схеме с общим эмиттером. Колебательный кон­ тур может быть включен последовательно либо параллель­ но выходной цепи каскада (рис. 9.1).

Выходной сигнал резонансного усилителя может сни­ маться непосредственно с коллекторной цепи транзистора, либо при помощи трансформаторной или автотрансформа­

торной связи. Схема, приведенная на рис. 9.1, а, более про­ ста. Однако схема на рис. 9.1, б, хотя и содержит больше элементов, более предпочтительна, т. к. контур не находит­ ся под постоянным напряжением и отсутствие постоянного тока подмагничивания обеспечивает более высокую стабиль­ ность настройки контура. Емкости разделительных кон­ денсаторов Ср выбираются такой величины, чтобы они не оказывали влияния на частотную характеристику схем^

схемы, которая строится подобно описанной в 4.2. Эквива­ лентная схема для усилителя, показанного на рис. 9.1, а, приведена на рис. 9.1, в. Здесь RBых — выходное сопротив­ ление транзистора избирательного каскада; L, С и R — со­ ответственно индуктивность, емкость и активное сопротив­

ление потерь контура; — сопротивление нагрузки, входное сопротивление следующего каскада, приведенное

к первичной обмотке трансформатора Т; Со — эквивалент­ ная емкость нагрузки, приведенная к первичной обмотке трансформатора Т.

На практике активное сопротивление потерь R контура

комплексный коэффициент усиления резонансного усили­ теля, как следует из эквивалентной схемы, практически вависит только от комплексного сопротивления Z контура.

Если частоты усиливаемого сигнала не сильно отличаются от резонансной частоты контура со0, то с учетом того, что

(o0L = для выражения (9.2) можно записать

где RK0 — pQ — максимальное сопротивление контура (на резонансной частоте ©0, т. е. при 2 Д© = 0 ).

Как следует из выражения (9.5), с увеличением расстрой­ ки контура, т. е. при 2Д© Ф 0, модуль сопротивления кон­ тура уменьшается. Зависимость модуля сопротивления кон­ тура от частоты напряжения, прикладываемого к контуру, приведена на рис. 9.1, г. Подставляя в выражение (9.1)

щим эмиттером. Резистор R9 включен для обеспечения ре­ жима работы каскада по постоянному току.

Полное сопротивление последовательного контура равно Z R + j (ML ---- j , где L, C, R — соответственно ин­

дуктивность, емкость и активное сопротивление потерь кон­ тура.

Модуль сопротивления контура

Z . - | / + i c f <9-7>

Рис. 9.2. Принципиальная схема и характеристика резонансного усилителя с последовательным контуром

Как следует из выражения (9.7), на резонансной час­

тоте со0 = - контура модуль его сопротивления имеет

минимальное значение ZK= R. С увеличением расстройки контура Аса = со — со0 модуль сопротивления растет. За­ висимость модуля сопротивления контура от частоты на­ пряжения, прикладываемого к контуру, приведена на рис. 9.2, б.

Последовательный колебательный контур, как следует из рис. 9.2, а, обеспечивает в схеме последовательную от­ рицательную обратную связь по току. Поэтому коэффи­ циент усиления резонансного усилителя будет определяться

выражением (2 .6 ) Ку = -y-qr^» где К — модуль коэффи­

циента усиления при разомкнутой обратной связи; р — ко­ эффициент передачи цепи обратной связи. Так как на ре­ зонансной частоте со0 контура модуль его сопротивле.ния ми­ нимален, то и глубина отрицательной обратной связи по току будет минимальна, т. е. Р = pmjn, а модуль коэффици­ ента усиления усилителя будет иметь максимум К = К0. На частотах со, отличных от со0, глубина отрицательной об­ ратной связи по току растет и модуль коэффициента усиле-

Коэффициент передачи двойного Т-образного моста

RC-цепях частотой квазирезонанса, коэффициент переда­ чи, как нетрудно убедиться, будет равен нулю. На частотах входного сигнала, отличных от со0, коэффициент передачи растет. На высоких частотах уменьшаются емкостные со­ противления конденсаторов Cl, С2, СЗ. Конденсатор СЗ начинает шунтировать последовательную ветвь «верхнего» одинарного Т-моста и входной сигнал передается на выход схемы через «нижний» одинарный Т-мост. На нижних час­ тотах емкостные сопротивления растут и растет падение входного напряжения на последовательной ветви «нижне­ го» одинарного моста. Но при этом прекращается шунти­ рующее действие конденсатора СЗ и входной сигнал переда­ ется на выход схемы через «верхний» одинарный мост. На частотах шн ->• 0 и сов сю коэффициент передачи моста

Р -— 1 .

Частота <о0 называется квазирезонансной, т. к. несмот­ ря на подобие частотных характеристик LC-контуров и из­ бирательных /?С-цепей, физическая природа их различна.

Исследование двойного Т-образного моста показало, что Рм обращается в нуль на частоте со0, если выходное сопро­ тивление /?вых.и источника входного сигнала моста стре­ мится к нулю, а сопротивление нагрузки R„ стремится к бесконечности. Так как в реальных схемах выполнить эти требования не представляется возможным, то на практике величину сопротивления R резисторов двойного Т-образ­ ного моста, а также сопротивления RBых.„ и R a, выбирают из условий

Принципиальная схема транзисторного избирательно­ го усилителя с двойным Т-образным мостом представлена на рис. 9.4, а. С целью выполнения условий (9.9) вход мос­ та подключен к выходу усилительного каскада типа RC, а выход моста нагружен на входное сопротивление эмиттерного повторителя. Для исключения влияния выходного со-

Рис. 9.4. Принципиальные схемы и частотная характеристика транзис­ торного избирательного усилителя с двойным Т-образным ЯС-мостом

противления источника входного сигнала t/BXусилителя на баланс моста на входе усилителя включен дополнительный

циент усиления усилителя при разомкнутой обратной связи. На частоте со0 квазирезонанса моста коэффициент передачи Рм в идеальном случае станет равным нулю и коэффициент усиления Ко усилителя на этой частоте будет иметь макси­ мум, равный К, т. е. К 0 = К. На частотах со входного сиг­ нала усилителя, отличных от со0, Рм растет и коэффициент усиления усилителя Ку будет уменьшаться. Частотная ха­ рактеристика избирательного усилителя приведена на рис. 9.4, б.

Исследование подобных избирательных усилителей по­ казало, что схема с двойным Т-образным мостом в цепи об­ ратной связи при небольших отклонениях от частоты а>0 име­ ет такую же добротность, как резонансный каскад с LC-KOH-

При анализе схемы с Г-образным четырехполюсником час­

то пользуются не коэффициентом передачи |3Г, а величиной ему обратной, называемой коэффициентом затухания и

обозначаемой у

v = - ^~ = 1 "*““сГ "*■/(^lC2co ^2С1со )'

На частоте квазирезонанса ю0 = - р = = = = = - коэффициент

D1 Q2

затухания имеет максимум. и равен у0 = 1 4 - -щ - + -j~p .

Рнс. 9.6, Принципиальные схемы транзисторных избирательных уси­ лителей с Г-образным #С-четырехполюсником

Так как Vo является действительным, то сдвиг по фазе меж­ ду входным и выходным напряжениями на частоте со0 ра­ вен нулю.

На частотах входного сигнала, отличных от со0 коэффи­ циент затухания растет, т. е. выходное напряжение умень­

В отличие от двойного Т-образного моста, в симметричном

Г-образном четырехполюснике легко осуществить пере­ стройку частоты квазирезонанса изменением одновременно обоих резисторов или конденсаторов.

Частотная и фазовая характеристики Г-образного RC- четырехполюсника приведены на рис. 9.5, а и 9.5, в.

При построении избирательного усилителя Г-образный RC-четырехполюсник включается в цепь положительной обратной связи (рис. 9.6, а). Так как коэффициент усиления двухкаскадного /?С-усилителя К 1, то во избежание са­ мовозбуждения схемы на частоте квазирезонанса в усили­ теле вводится также и отрицательная последовательная частотно-независимая обратная связь по напряжению че­ рез делитель /?3, /?4. Поэтому коэффициент усиления из­ бирательного усилителя Ку определяется действием как по­ ложительной, так и отрицательной обратной связи. Тогда,

циент передачи цепи отрицательной обратной связи.

На частоте со0 квази резонанса коэффициент затухания Г-образного четырехполюсника минимален и коэффициент усиления Ко избирательного усилителя на этой частоте бу­ дет иметь максимум. На частотах со входного сигнала уси­ лителя, отличных от со0, коэффициент затухания растет и коэффициент усиления усилителя будет уменьшаться. Следовательно, частотная характеристика избирательного усилителя с Г-образным четырехполюсником будет иметь вид, подобный изображенной на рис. 9.4, б.

Исследование избирательного усилителя показывает, что его эквивалентная добротность при наличии симметрич­ ного Г-образного четырехполюсника достигает значений

, где К0 — коэффициент усиления схемы на час­

тоте квазирезонанса.

Повысить избирательность схемы можно увеличив ко­ эффициент усиления усилителя, построив, например, из­ бирательный усилитель на основе ОУ Входной сигнал при этом может быть подан как на инвертирующий вход (рис. 9.6, б), так и на неинвертирующий вход (рис. 9.6, в). Принцип действия обеих схем одинаков. Дополнительный