книги / Электронные цифровые приборы
..pdf[Р и с . 6 .6 . С хем ы преобразователей со п р о ти в л ени й:
в |
с операционны м усилителем ; 6 — с маломощ ным жоточ инком образцового |
н ап р яж ен и я; |
# — с разделенной цепью фор |
|
мирования образцового ток*; г — о компенсирую щ |
ей обратной |
с в я зо д |
мых сопротивлений выбирается напряжение образцового источника
Л0 ~ 0,56/щах.вых*
Всхеме преобразователя с разделенной цепью (рис. 6.6, в) ис
пользуется дополнительный источник напряжения ({Д), позволяю щий отделить цепь формирования образцового тока от выходной цепи, поэтому не требуется повышенная мощность выходного каска да 0У2. Измеряемое сопротивление заземлено.
Большое удобство в эксплуатации показал преобразователь (рис. 6.6, г), в котором заземлены источник образцового напряжения, операционные усилители и измеряемое сопротивление. Применение большого числа прецизионных резисторов относится, по-видимому, к недостаткам схемы. Номинальное значение образцового тока, определенное при Р.х = 0,
/ о ~
При включении измеряемого сопротивления восстановление номи нального значения тока / 0 по сопротивлению /?* требует добавления напряжения, компенсирующего падение напряжения на # х и паде ние напряжения на /?3 от входного тока ОУ2 ((/*//?4):
Компенсирующее напряжение подводится к входу схемы с помощью цепи положительной обратной связи. Значение сопротивления резис тора обратной связи (/?6) определяется с помощью зависимостей
ад /в а* = ^ 2 ^ 0 ’ ^вых =
откуда /?„ = З Д Б/(#з + # 4)- Для исключения возбуждения схемы сопротивление резистора
# 4, как показано в работе П6], выбирается из соотношения
Я4> /?8^2^дЛ-^в (#3 4" #*)1-
Зачастую приходиться измерять высокоомные сопротивления, в том числе сопротивление изоляции между проводами в кабеле, дистан ционно; длина соединительных проводов достигает иногда сотни метров. На рис. 6.7, а показана схема преобразователя, обеспечива ющая приемлемую в подобных случаях точность. Измеряемое со противление/?* является основным, задающим ток I жв цепи; падение напряжения на образцовом резисторе /?„ связано с величиной /?* зависимостью [5]
Я* = # 0 [(а д /в ы х )-1 ] . |
(6.7) |
Результат измерения заметно искажается из-за влияния сопротив ления изоляции подводящих проводов. Из рассмотрения (рис. 6.7, а) ясно, что сопротивление изоляции низкопотенциального провода Нп оказывается включенным параллельно образцовому /?0; для опре деления /?* необходимо пользоваться формулой
/?* — [/?о^иэ.г/(/?о + Яиз.г)] [(^/*Д/вых) — 1].
Примерные значения величин сопротивлений в схеме высокоом ного преобразователя при Ях — 100 МОм; /?0 = 100 кОм; сопротив ление изоляции подводящих проводов длиной около 100 м — /?из =* = 10...20 МОм.
При использовании экранированных проводов следует учесть также влияние токов утечки с высокопотенциального провода Вп на экран. Обеспечение дистанционного измерения высокоомных сопро тивлений с погрешностью менее 1 % включает проведение автома тических калибровок.
При дистанционных измерениях низкоомных сопротивлений воз никает серьезная задача исключения влияния сопротивления подво дящих проводов (включая их температурное изменение), которое может быть близким или даже превосходить измеряемое. На рис. 6.7, б показана 4-зажимная схема преобразователя. Сопротив ление токового провода /?Пр.! не оказывает заметного влияния, по-
Рис. 6.7. Схемы дистанционных преобразователей сопротивления:
авысокоомных; б — низкоомных
скольку оно включено последовательно с большим выходным сопро тивлением источника образцового тока / 0; влияние токового сопро тивления #„р.2 исключается; это сопротивление включено в цепь ООС ОУ2, что обеспечивает автоматическое поддержание точки а на нулевом потенциале; сопротивление потенциального провода Дпр.з включено последовательно со значительно большим сопротивлением #1. Помехи, в основном, определяются тепловыми токами и токами смещения операционных усилителей по потенциальному проводу сопротивлением /?„р.4; применение ОУ с М-ДУ14-преобразованием ОУ1 позволило существенно снизить помехи. Как показано в работе 118], в преобразователе (рис. 6.7, б) погрешность измерения сопро тивлений, удаленных на 100 м, не превышает 0,1 % при разрешаю щей способности 10 мОм.
6.4.ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Взависимости от величины измеряемого тока и условий, в кото рых находится объект (заземлен, изолирован), применяются раз
личные схемы прео разователей тока. Измерение больших токов (10 мА и больше) целесообразно выполнять в преобразователе с шун-
тами (рис. 6.8, а). При номинальном уровне выходного напряжения Ужых = 10 В и делителе в цепи ООС = 1000 сопротивление шунта при / , = 10 мкА # 01 — 1 кОм, а при 1Х — 10 А потребуется шунт сопротивлением Яоз = 1 мОм. Измерение малых токов (10 мА
и меньше) выполняют с помощью схемы рис. |
6.8, б. При номиналь |
ном значении тока 1Х = 10 мА сопротивление |
обратной связи # о1 = |
|
#01 |
Рис. 6.8. Схемы преобразователей тока:
а *~ для больших токов; |
б — для малых токов |
= 1 кОм; при 1Х — 10 мкА /?оз = |
1 МОм. Введением дополнитель |
ной обратной связи (Н2, Я1) возможно расширение пределов изме рения до /, = 1 мкА.
Измерение токов в широких пределах, проходящих в заземлен ных цепях и полностью изолированных (например, ток электронного
Рис. 6.9. Схемы преобразователей тока:
а — с магнитный модулятором: б — а интегратором
пучка), можно выполнять с помощью магнитного модулятора (рис. 6.9, а). Модулятор ММ представлен своей сигнальной изме рительной да„ обмотками и обмоткой возбуждения дов. Конденсатор С1 шунтирует источник 1Х от проникновения переменного тока, наводимого обмоткой возбуждения. Высокая точность измерения обеспечивается ОСС; компенсация поля, созданного измеряемым
током 1Х>осуществляется током обратной связи, проходящим по Кос в обмотку ю>„.
При измерении очень малых токов используется принцип накоп ления (рис. 6.9, б). Перед каждым интервалом интегрирования Т конденсатор С разряжается; ключ 5 переводится управляющим импульсом УИ в положение 2. В целях подавления сетевых помех интервал Т выбирается равным или кратным длительности периода сети.
«.5. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ КОМПЛЕКСНЫ Х СОПРОТИВЛЕНИЯ
Известные преимущества автоматических мостовых схем для из мерения комплексных сопротивлений, а именно: высокая точность, низкий порог чувствительности (десятитысячные доли пикофарад) и
Рис. 6.10. Схема преобразователя комплексных сопротивлений
исключение влияния соединительных проводов, что делает их при менимыми для дистанционных измерений, обеспечили этим приборам широкое распространение. Вместе с тем настоятельная необходи мость ускорения измерительного цикла привела к большой и воз растающей популярности прямых схем преобразователей составля ющих комплексного сопротивления (Сх и <3,; Ьх и Кх) в такие элект рические величины, как напряжение постоянного тока, частоту или временной интервал, которые затем преобразуются в цифровой код.
На рис. 6.10 показан один из возможных вариантов подобного преобразователя [10]. На вход дифференциального операционного усилителя ОУ2 поступает синусоидальное напряжение от генерато ра Г и выходное напряжение измерительного операционного уси лителя ОУ1. Выходное напряжение ОУ2
йх = ь(йш*л— 0г);
При |
1 0 Вы к . 1 ^ 0 г |
Напряжение 0 Х является питающим для преобразователя. При измерении индуктивности (/-*, Кх) выходное напряжение ОУ1
^вых.1 — * 0 х [Ко/(Кх + /<ю/,ж)];
при измерении емкости
ОвыхЛ = —У х {1/[7?0 Ф х “Ь /шСд.)]),
а при калибровке преобразователя (ключ 57 замкнут)
^вых.1 = &х Ю Ю -
Напряжение 0 Ьыхл Фг) после нормирования в масштабном усили теле МУ подается на информационный вход детектора ФЧД2; это же напряжение после компенсации фазового сдвига в ФВ2 (выполняет ся при заводской настройке) и формирования меандров ФМ поступа ет на управляющие входы детекторов ФЧД1 и ФЧД2. Выход ФЧД2 после сглаживания фильтром ФНЧ2 представляет собой постоянное напряжение, пропорциональное амплитуде сигнала генератора
{/0 = кфг- При измерении реактивной составляющей комплексного сопро
тивления напряжение 0Х сдвигается фазовращателем ФВ1 (ОУЗ,
7?7, С1) на я /2. Д ля |
емкостного сопротивления |
|
|
||
О х С = — О х С |
1 |
_ К 0С Х й г - 1 |
^ |
КооСУХ. |
•Ог, |
|
/ЮС!#! |
* |
й)С]^ |
|
|
а на выходе детектора ФЧД1 получим постоянное напряжение
соответственно, при измерении индуктивности
Ч а . = 1 ф . 1х\
при определении активной резистивной составляющей (ключ 53 в положении «О, 7?») получим после детектирования и сглаживания
Ихи = |
П |
'• для проводимости 1/х0 = |
Выходные напряжения преобразователя 1/х и 1)0 подаются на АЦП интегрирующего типа, в котором определяется отношение Ых —
— Ш ХШ0 (Ц0 используется в качестве опорного). Таким образом, обеспечивается независимость результата измерения от напряжения, питающего схему (1/г). Преобразователь достаточно прост и надежей. При использовании компонентов высокой точности удается обеспе чить преобразование комплексных сопротивлений с погрешностью
впределах 0,1—0,2 %.
6.6.ЦИФРОВЫЕ ТЕРМОМЕТРЫ
Известны многочисленные способы и устройства для измерения температуры. Рассмотрим особенности цифровых термометров с пьезокварцевыми датчиками. Ряд преимуществ кварцевых термо метров — простота и высокая точность преобразования частоты в- цифровой код, высокая помехоустойчивость частотной модуляции, удобство коммутации частотного сигнала, нетоксичность и механи
ческая прочность кварцевого датчика температуры обусловили ши рокое распространение этих приборов.
На первый взгляд, представляется, что задачу можно решить путем измерения частоты пьезокварцевого преобразователя темпе ратура— частота с помощью серийного ЭСЧ. Однако ряд особеннос тей приводит к необходимости создания специализированного уст ройства — кварцевого термометра. Полезные рекомендации по вы бору структуры кварцевого термометра даны в работе 159].
Собственно преобразователь температура — частота состоит из пьезокварцевого элемента (датчик температуры), отличающегося большим температурным коэффициентом, и генератора, частота ко торого определяется этим пьезокварцевым элементом. Характеристи ка преобразователя описывается выражением
где Р0— частота сигнала преобразователя при начальном (например,
минимальном) значении температуры 0„; б — коэффициент 1-го порядка.
Частотный коэффициент 1-го порядка 5 = Р $ р является кру тизной характеристики; частотные коэффициенты для I > 2 отра жают нелинейность характеристики преобразователя температура — частота.
Неинформативная часть выходной частоты преобразователя (Г0) намного больше приращения, вызванного изменением температуры, и, следовательно, должна быть исключена; с этой целью использует ся смеситель, на вход которого подается частота преобразователя и Р0от источника опорной частоты. На выходе смесителя выделяет ся информативная часть, максимальное значение которой составля ет 20 кГц (при 5 = 200 Гц/град и интервале измеряемых темпера тур 100 °С). С целью повышения разрешающей способности требует ся ввести многодекадное отсчетное устройство. Однако, стремясь сохранить интервал счета (Тсч) в пределах 1 с, необходимо умно жить частоту в ку раз. Так, при заданных разрешающей способности АО, Тсч и 5 необходимый коэффициент умножения частоты
ку = 1/5А0Гсч.
Погрешность прибора определяется в основном нестабильностью кварцевого пьезодатчика и генератора опорной частоты, которая вызвана старением элементов, смещением характеристик вследствие теплового удара и ее гистерезисного характера, а также их нелиней ностью. Погрешностью термостатированного генератора опорной
частоты можно пренебречь (10~8 и менее). Погрешность за счет кварцевого датчика и других элементов составляет около 0,05— 0,1 °С, а нелинейность — 0,05 °С.
С целью повышения точности измерения необходимо провести регулировки для компенсации смещения нулевой (начальной) часто ты датчика и его крутизны с помощью реперных температурных
точек (например, температура в среде тающего льда или тройной точ ки воды). Понятно, что подобные реперные точки не относятся к простым встраиваемым образцовым мерам и требуют соответствую щего оборудования. При определении пределов регулирования (под стройки) следует учесть, что разброс характеристик пьезодатчи ков достигает 1 °С.
Выше упоминалась необходимость повышения разрешающей способности термометра, которая в некоторых случаях достигает КГ4 °С, что намного меньше погрешности и нелинейности прибора. Такая высокая разрешающая способность может потребоваться при поверке термометров. В связи с этим должны быть приняты меры для соответственного снижения нелинейности прибора. Д ля этого прибор снабжают узлом коррекции нелинейности, с помощью кото рого в дискретных точках характеристики пьезодатчика определяет ся отклонение от линейной и вносится поправка результата измере ний. Для достижения компенсации нелинейности с погрешностью порядка 10-4 °С требуется несколько десятков точек компенсации. Разумеется, что для точной поверки необходимо сочетание калиб ровок в точках, определяющих предел поверяемых температур с линеаризацией.
Отдельного рассмотрения заслуживают принципы построения измерителей разности температур, используемых при определении теплофизических свойств материалов и полей. Различают измерение пространственной, временной и пространственно-временной раз ности температур. В последнем случае н. обходимо обеспечить одно временность снятия показаний в различных точках среды, как это требуется, например, при изучении нестационарных тепловых про цессов. Обеспечивается это требование в двухканальных термомет рах с общей частотоизмерительной частью, на вход которой поступа ет разность информативных частот, вырабатываемых в преобразо вателях температура — частота.
На рис. 6.11 показана структурная схема кварцевого термомет ра. Выносной преобразователь температура — частота ПТЧ позволя ет измерять температуры объектов, удаленных от прибора на рас стояние около 10 м. Пьезокварцевый датчик О удален от генератора Го на расстояние около 1 м. С учетом необходимости обеспечить высокую разрешающую способность должны быть приняты меры по снижению мощности, выделяемой пьезодатчиком, который мог бы вызвать изменение температуры исследуемого объекта. Изменяю щаяся под влиянием температуры частота генератора поступает на смеситель См2; с помощью переключателя 5 / вместо Рх можно вклю чить частоту генератора опорной частоты ГОЧ Гоп для контроля работы прибора. На второй вход смесителя См2 подается стабиль ная частота Гг генератора, управляемого напряжением ГУН, выра батываемым в цепи ФАПЧ. Частота Гг = 5,1 МГц несколько пре вышает максимальную частоту Рх с тем, чтобы исключить их равен ство во всем температурном диапазоне, а следовательно, и возмож ности взаимного «затягивания». Стабильность частоты Рг соответст вует стабильности Г0 = 5,0 МГц термостатированного ГОЧ и под-
166
держивается цепью ФАПЧ (ГУН—См1—ФД—ГУН). При отклоне нии частоты Рг от номинала на выходе См1 возникает сигнал с ча* стотой, отличающейся от 100 Гц и, следовательно, на выходе фильтра фазового детектора ФД, на входе которого имеются сигналы от См1 и выхода делителя ДЧ}, равные 100 Гц, появляется напряжение
Рис. 6.11. Структурная схема кварцевого термометра
соответствующей полярности, необходимое для подстройки частоты ГУН до величины 5,1 МГц. Используемые в приборе смесители, собранные по схеме равнозначности, обеспечивают вдвое больший динамический диапазон по сравнению со смесителями по схеме И и лучшую помехозащищенность по сравнению с триггерным смесите лем.
Выходной сигнал смесителя См2 изменяется, примерно, в пре делах 0—20 кГц. В умножителе частоты УмЧ эти частоты повыша ются в ку = 10 раз, что дает возможность иметь интервал счета Тсч
для неполных семи декад не более 15 с и разрешающую способность
10 * °С. После умножения частоты счетные импульсы направляются через схему И2 в счетный СчР, а затем индикаторный ИнР регистры.
Особенностью цифрового термометра является возможность про ведения независимых калибровок. Так, при установке нуля (датчик помещен в среде с нулевой температурой) снимаются соответствую щие показания ИнР и это число набирается на наборном поле НП1 которое устанавливает соответствующий коэффициент деления в делителе опорной частоты ДЧ2. Таким образом перед очередным из мерением в счетчик предустановки СчПУ переносится число, равное частоте датчика при нуле; это число попадает в СчР и в сумме с чис лом, поступающим через схему И2, дает нулевое показание.
Смещение крутизны характеристики датчика компенсируется с помощью другой реперной точки, например, +100 °С. При этом регулируется интервал Тсч с тем, чтобы показания термометра соот ветствовали реперной температуре. Изменением состояния НП2 удается ограничить величину Тсч на выходе ДЧ1 (сравнение чисел производится в устройстве управления УУ) значением, при котором получен нужный результат на индикаторном регистре.
К положительным особенностям прибора относится также специ альный узел синхронизации СНХ, служащий для синхронизации переднего фронта интервала счета с ближайшим счетным импульсом выходной последовательности смесителя См2. Помимо снижения погрешности квантования до ± 0 ,5 ЕМР это избавляет пользователя от неприятных мельканий цифр в младшей декаде индикатора. Син хронизированный сигнал открытия подается от схемы СНХ на ключи И1 и И2 одновременно.
Узел коррекции нелинейности УКрН позволяет установить от клонение от линейной характеристике в ряде точек шкалы (82 вы ключен), например, с помощью реперных точек подобно используе мым при установке нуля и калибровке крутизны, или, в крайнем случае с помощью образцовых мер температуры. Данные о величине отклонения заносятся с помощью наборного поля НПЗ в узел коррек ции нелинейности УКрН с тем, чтобы импульсы коррекции свое временно передавались в счетный регистр СчР. Реализованный по приведенной структурной схеме кварцевый термометр описан в ра боте [63].
ГЛАВА 7
СТАБИЛИЗИРОВАННЫЕ ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
7.1. СТРУКТУРА БЛОКА ПИТАНИЯ
Структура, схема и конструкция блока питания должны выби раться с большой осмотрительностью; только при таком подходе удается обеспечить эффективную работу измерительного прибора или устройства. На рис. 7.1 показана обобщенная структура стаби лизированного источника питания.