книги / Методы помехоустойчивого приема ЧМ и ФМ сигналов
..pdfа в отдельных случаях даже превосходит помехоустой чивость передачи аналоговыми видами модуляции.
При всех расчетах, результаты которых приведены выше, предполагалось, что избыточность сигнала изо бражения не устраняется. Устранение избыточности сиг нала позволит сократить полосу канала связи в не сколько раз.
Все способы компрессии частотного спектра за счет сокращения избыточности видеосигнала изображения можно разделить на 2 основные группы:
1 ) предусматривающие искусственное уменьшение
точности воспроизведения изображения и учитывающие
свойства источника |
сигнала и его получателя. |
2 ) при которых |
точность воспроизведения каждого |
элемента изображения сохраняется, но по каналу связи передаются только те элементы, которые существенно отличаются от предшествующих.
К первой группе следует отнести весьма перспектив ный в настоящее время способ адаптивного квантования видеосигнала, учитывающий свойства человеческого зре ния, которое допускает более грубое квантование высо кочастотных составляющих спектра видеосигнала. Раз рядность кода аналого-цифрового преобразователя мо жет автоматически изменяться в зависимости от часто ты следования новых элементов изображения, которые фиксируются промежуточной памятью. Расчет показыва ет, что для большинства видеотелефонных изображений с помощью адаптивного квантования можно снизить ско рость передачи информации не менее чем в 3—5 раз.
Ко второй группе следует отнести отмеченный выше способ дифференциального кодирования видеосигнала, использующий его межэлементную, межстрочную или межкадровую корреляцию. Если система ДИКМ с ис пользованием межэлементной корреляции позволяв! снизить скорость передачи на 2...3 бит на каждый отсчет по сравнению с обычной ИКМ [3], то системы, исполь зующие память на число элементов одной строки позво ляют снизить скорость передачи информации в 4...5 раз, а системы с памятью емкостью в один кадр (порядка 100 тыс. элементов, Г^дра = 1/25 с) — от 20 до 30 раз. Следует отметить, что сокращение избыточности повы шает эффективность канала связи, однако снижает его помехоустойчивость. Расчеты и эксперименты показыва ют, что для каналов связи с малым энергетическим по-
тенциалом целесообразнее использовать адаптивное квантование с Рот порядка 1 0 - 5— 1 0 ~6, обеспечиваю
щее коэффициент сжатия информации в 3—5 раз.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1.А. Г. Зюко. Помехоустойчивость к эффективность систем связи. М. «Связь», 1963.
2.Инос Э. Н.г Ясуда Л. Методы одноцнфрового кодирования
посредством отрицательной обратной связи. — «Техника связи», 1969, Т-57, Mb 5.
3.«ТИИЭР», 1972, Т-60, с. 31—57.
4.The Bell System Techn. J. 1972, N 2, c. 459—479.
УДК 62!.391.382
В. A. КИСЕЛЬ, И. П. ПАНФИЛОВ
АДАПТИВНЫЕ МНОГОПОЗИЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
Рассматривается |
синтез многопознциониых |
когерентных си |
стем с приемом на |
согласованный фильтр и с |
корреляционным |
методом приема, автоматически минимизирующий среднеквадратич ную погрешность приема при вариации параметров канала с про извольным характером линейных искажений и аддитивным шумом. Доказывается свойство выпуклости среднеквадратичной погреш ности.
Впоследние годы достигнут существенный прогресс
втеории синтеза адаптивных когерентных приемников дискретных сигналов (1—3]. Однако в литературе не рас сматривался синтез многопозиционных адаптивных ко герентных систем, использующих прием на согласован ные фильтры или корреляционный метод приема. В этой статье рассматривается синтез указанных систем с проб ными (зондирующими) импульсами, которые автомати
чески минимизируют квадратичную норму матрицы по грешностей на выходах системы при передаче сигналов в каналах с изменяющимися параметрами.
Адаптивные системы с согласованными фильтрами. Схема многопознционной системы с согласоранньщи
т
фильтрами изображена на |
рис. i [4], где <р*(0 (£=1, |
2, ..., т ) — набор заданных |
рабочих сигналов со спект |
рами ф*(о>) ; К х (со) — комплексный коэффициент переда-
Рис. 1
чи параметрического канала с линейными искажениями; РУ — решающее устройство; фj (а) (/= 1, 2 , ... т) — ком
плексные коэффициенты передачи согласованных фильт ров, реализованных по полиномной структуре
и |
= 2 ^ |
^ |
(ш) |
<>= ' ' 2- |
|
|
V - 1 |
|
|
|
|
где у [Я (a) |
( v - 1 , 2 , |
.... |
g; |
/ = 1 , 2 , .... |
т) — заданные |
базисные функции; |
а$л — регулируемые |
параметры, с |
помощью которых достигается требуемый коэффициент передачи согласованных фильтров; N , (t) — аддитивный
шум со спектром |
(а ) . |
|
|
||
При подаче на вход канала сигнала cpft (t) на /-м вы |
|||||
ходе |
системы |
в момент регистрации to получим |
|
||
|
|
н , = |
2 ““ р у . |
|
|
|
|
|
|
v - l |
|
где |
|
|
|
|
|
где |
Pty = 2 “ |
j* '<in Н |
[ ^ |
(®)<PA(m)+ ^ x H ] е,ш,°do>, |
(1 ) |
E
где Ё — частотное множество, охватывающее протяжен-
ность спектра сигнала на выходах системы.
Качество системы будем оценивать по квадрату нор мы матрицы погрешностей на выходах системы
|
|
l h l l = |
II [р]'—[р] |Г= |
|
|
|
|
т |
т |
/ q |
|
\2 |
|
= |
2 (р;, - |
р«)*= 2 |
( 2 |
р ч ~ |
/ |
<2> |
|
*7 = 1 |
* / = 1 \ * - 1 |
|
|||
где (р]' — матрица, составленная из элементов |
(k, j= |
|||||
= 1, 2 , |
.... т); [р] — заданная |
(эталонная) |
матрица, со |
|||
ставленная из элементов ру , |
которые необходимо полу |
чить на выходах системы. Здесь черта означает усред
нение по всем шумовым реализациям. |
|
||||
С учетом (1) |
нетрудно |
видеть, |
что при заданных |
||
(ш), |
<рк (ш) |
и |
Кх (•») |
величина |
||т)||— многомерная |
выпуклая |
вниз |
функция переменных |
( v = l, 2 , ... ,q ; |
/= 1 , 2 , ..., m), не содержащая неразрешимых «оврагов».
Будем считать, согласованные фильтры оптимальны
ми, если величина ||т)|| минимально возможная. Мини мум ||т]|| находится из условия
^ | М - = 0 ( v = l , 2 , g-, у = 1, 2, .... / л ) . (3)
Эти соотношения являются исходными при расчетах оп тимальных значений коэффициентов а*/1,
В теории синтеза адаптивных систем основным явля ется вопрос выбора алгоритма, гарантирующего получе ние глобального минимума заданной целевой функции. Таким алгоритмом формально может быть любой мате матический алгоритм поиска минимума функции многих переменных. Однако, исходя из требования простоты технической реализации, в этой статье рассматриваются два из этих алгоритмов: алгоритм последовательной оп тимизации (метод сечений) и алгоритм скорейшего спу ска (метод градиента) [5].
Метод сечений заключается в последовательной ми нимизации величины h II поочередной регулировкой ко эффициентов а</> (v — 1, 2 , ..., q; j — 1 , 2 , ..., m ). Для ре
ализации этого метода на выходах у=1, 2, ..., т необхо
димо включить устройство, указывающее значение ||т]||, например, схему рис. 2 .
Рис. 2
На вход канала /Ст (ю) подается пробный (зондиру ющий) сигнал в виде .периодической последовательности рабочих сигналов cpi(/), ср2(/), .... <р;Г|('7), сдвинутых отно сительно друг друга на интервал T (Т выбирается боль
ше длительности каждого из указанных сигналов и до статочно большим, чтобы за время Т проявились стати стические свойства шума N-. (•/)). Электронные ключи
(ЭК) производят одновременную выборку сигналов на
всех выходах 1, 2, |
..., пг в моменты времени t0Jo+T, /0+ |
||||
+ 27’, to+ (m— 1)7\ |
в результате имеем |
наборы импуль |
|||
сов с амплитудами |
p\jt p'v , p3j, .... p'mJ (j |
= 1 , 2 , ..., m). |
|||
Синхронно с этими импульсами на вычитающее уст |
|||||
ройство |
подаются |
с генератора |
эталонных |
импульсов |
|
(ГЭИ) |
импульсы |
с амплитудами |
p |
i p2j, |
Psj> - • •, P„,j |
(/= 1, 2, .... m). Индикатор (И), |
включенный на выхо |
де сумматора через квадратичный детектор КД и инте гратор, указывает величину ||т|||. Варьируя последова тельно коэффициенты <*</), добиваемся минимального
показания индикатора И, что из-за выпуклости и отсут
ствия «оврагов» соответствует безусловной минимизации
M l.
Для IM (2 ) справедлива форма записи
т
|
И il = |
2 |
> |
|
|
|
|
1 |
|
где |
|
|
|
|
гп |
m |
/ |
g |
\2 |
Ч/ = s |
- р*/)! = S |
|
2 |
) |
ft-=l |
f t - l \ v - l |
|||
При заданных |
у*/* (©). очевидно, <pft (со) |
и К х (<«) ^ — |
взаимно независимые функции переменных a [ J). Поэто
му можно настраивать каналы 1, 2, , т взаимно неза висимо, для чего на выходе каждого канала включается КД, генератор и индикатор, указывающий величину т);-,
по минимуму которой и настраивается данный |
канал. |
Минимизация ||т||| методом градиента сводится к од |
|
новременному изменению всех коэффициентов |
( v — |
= 1, 2, ..., q\ /= 1, 2, ..., m) соответственно на величины, пропорциональные компонентам градиента функции HTIII и противоположные им по знаку.
Градиент ||ril| определяется выражением
g |
т |
grad || т] || = 2 2 |
Xvy> а<Л |
/ - 1 V-I |
где \[1) — компоненты градиента; |
а</> — единичные век |
|
торы по переменным а</\ |
|
|
v |
ft-i |
|
Схема системы с адаптацией |
по алгоритму скорей |
шего спуска изображена на рис. 3. На этом рисунке ука зан лишь /-й канал, так как все каналы аналогичны по конструкции и настраиваются взаимно независимо.
Как и в схеме рис. 2, на вход канала К х (со) подает ся периодический сигнал s { t ) . На выходах ЭК /-го канала
получаем импульсы с амплитудами |
P ^ j и р^, |
а на |
вы |
|
ходах перемножителей — импульсы |
с |
амплитудами |
||
(рщ — рnj) P kt (v = 1, 2 , . . . , q\ k = 1, 2, ..., |
m ) . |
Эти |
им |
пульсы суммируются и усредняются в накопительных
устройствах Y, на выходах которых получаем управляй-*
щие сигналы с амплитудами, пропорциональными Х{;) =
т_____________
=2 ^ (р^.— рkj) Pfÿ. Управляющие сигналы изменяют
коэффициенты передачи регуляторов а*/* на величины a W \ где а — коэффициент пропорциональности. В ре
зультате минимизируется величина ||т]|| методом скорей шего спуска. Описанная минимизация является безус ловной, т. е. мы описываем глобальный минимум ||т)||, поскольку ||i] || — выпуклая функция, не содержащая «оврагов».
Рис. 3
Адаптивные системы с корреляционным приемом. Многопозиционная система с корреляционным приемом изображена на рис. 4 [4], где g , (4) — импульсная реак
ция параметрического канала с коэффициентом переда чи /Ст (ы); Ф/ ( ' 0 (7 = 1 , 2 , ..., т) — опорные сигналы, вы рабатываемые опорными 'генераторами Tj (/= -1 , 2 , ..., т). Каждый из опорных генераторов реализован в виде
набора генераторов базисных сигналов V?J W ( v - 1 ,
2 , q), выходы которых через регулируемые аттенюа
торы а(/) подключаются к соответствующим суммато рам. Поэтому опорные сигналы можно представить в виде
Ь (0 = 2 |
^ ){i) |
^ ' == 1' 2' |
т)• |
v=l |
|
|
|
Изменение коэффициентов а |
позволяет получить нуж |
||
ную форму сигналов ф/ ('О- |
|
|
Рис. 4
При передаче k-ro сигнала фА(/) на выходах интегра
торов получим
г» = 2 |
«У <ВД; |
V = 1 |
|
C ? ; j = j \f u ( 0 + |
w , ( 0 1 |
Л « ) = J ?*(»)£*(*- в ) rfe.
— оо
где |
E t — множество, |
по которому |
ведется интегрирова |
ние |
(в частности, Ef |
— множество |
точек отрезка [0, /о]; |
/0— момент регистрации). Качество системы оценим так же по усредненному квадрату нормы матрицы погреш ностей на выходах интеграторов
|
II -ЧII II [рГ |
— |р) 1 1 = |
2 |
( 2 |
а!я <8 ? - |
■ |
<♦) |
|||
|
|
|
|
|
* / - 1 |
\ » - 1 |
|
|
/ |
|
где [р]'— матрица |
принятых |
параметров |
[р] — эта |
|||||||
лонная |
матрица; усреднение ведется |
по всем шумовым |
||||||||
реализациям. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Выражение (4) по форме не отличается |
от выраже |
|||||||||
ния (2 ), т. е. при заданных фА(/) |
(Л = 1 , 2 , .... т) g- |
(/) и |
||||||||
(t) |
(у= 1 , 2 , |
m; |
v = l , |
2 , |
9 )||г]|| |
— выпуклая вниз |
||||
функция переменных |
а(/> |
( v = l , |
2 , .... |
q; j —1 , 2 , |
m), |
не содержащая неразрешимых «оврагов». Поэтому для минимизации ||т)|| воспользуемся методом сечения и ме тодом градиента.
Метод сечений в системах с корреляционным при емом не отличается от этого же метода в системах с со гласованными фильтрами и осуществляется включением на выходах интеграторов устройства (рис. 4), определя ющего величину ||т]||, которое по конструкции аналогич но устройству рис. 2 .
Градиентная система, использующая алгоритм ско рейшего спуска, приведена на рис. 5, где для простоты
указан один /-й канал. Коэффициенты а(/> |
( v =l , 2, |
|||||
q) этой системы изменяются |
на величины аК{/ \ где |
|||||
|
|
v |
|
Jfc~l |
|
|
(а — коэффициент пропорциональности). |
|
|||||
Все каналы |
системы |
идентичны по |
конструкции и на |
|||
страиваются взаимно независимо по сигналу s(t). |
||||||
На выходах генераторов |
получаем импульсы с ам |
|||||
плитудами |
Qjÿ и Рд;., |
на |
выходах |
перемножителей — |
||
импульсы с амплитудами |
(р^-— Pjy) Qjÿ, |
которые сум |
||||
мируются и усредняются в накопителях Y, управляя ре |
||||||
гуляторами |
(V = 1 , 2 , ..., q). |
|
|
Описанные системы адаптируются по испытательно му сигналу. Это осуществляют либо в перерывах между сеансами связи, либо непосредственно в процессе пере-
Дачи информаций, примешивай периодический йсйытйтельный сигнал к рабочему сигналу на передаче и выде ляя методом накопления этот сигнал на приеме.
Рис. 5
Достоинство описанных систем в том, что они гаран тируют получение минимума ||ril| при наличии аддитив ных шумов и произвольных линейных искажений в ка нале.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. |
Proakis I. |
G., Miller |
I. H. |
An adaptive receiver for digital sig |
naling |
through |
channels |
with |
intersymbol interference.—„IEEE |
Trans.1*, 1969, v. IT-15, July.
2. Di Того M. J. Communication in time-frequency spread media
using adaptive equalisation. — „Proc. |
IEEE“, v. 56, 1969, January. |
|
3. Clare A. P. Adaptive |
detection with intersymbol interference |
|
cancellation for distroted |
digital |
signals.—„IEEE Trans.**, 1972, |
v.COM-20, № 3.
4.Зюко А. Г., Коробов Ю. Ф. Теория передачи сигналов. M.
«Связь», 1972.
5. Уайдл Д . Дж . Методы поиска экстремума. М., «Наука»,
1967.