АФУ Семинары
.pdfПМ
1 ФВ
.. . ПМ
14 |
ФВ |
. . .
ПМ
183 ФВ
.. . ПМ
196 ФВ
. . . . . . . . .
ПМ1
16
. . .
ПМ1
16
Возбудитель
16
Рис.3. Вариант схемы возбуждения проектируемой АФАР
Вся решетка разбивается на 14 подрешеток по 14 элементов в каждой. Каждая подре- шетка возбуждается своим передающим модулем (ПМ1), а вся решетка - передатчиком. В
качестве делителей мощности используются 16-канальные делители, два выхода которых нагружаются на согласованные нагрузки. Коэффициент усиления ПМ должен компенси- ровать потери в схеме разводки от ПМ1 до усилителя мощности ПМ. Потери в схеме раз-
водки складываются из потерь в фазовращателе Lфв , потерь в кабеле Lкаб , омических по-
терь в делителе Lдел и потерь при делении сигнала. Принимая длину соединительного кабеля равной ~0,5 м и учитывая, что количество этажей бинарных делителей в 16-канальном делителе равно 4, окончательно получаем
LΣ = Lфв + lLкаб0 + nLдел0 + 3n »15 дБ.
По условию коэффициент усиления УМ передающего модуля kp ³17 дБ. Отсюда де-
лаем вывод о практической реализуемости схемы возбуждения АФАР, изображенной на рис.3.
Задание 1. Спроектировать передающую АФАР со следующими параметрами:
Ппрд ³ 60 дБ Вт; qск X |
= ±30o; qскY = ±10o; p0 =1Вт; |
f =10 ГГц; k p ³ 20 дБ; |
t £ -13,4 дБ. |
Нарисовать и обосновать схему возбуждения АФАР.
PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com
Задание 2. Рассчитать электрические параметры передающей АФАР, имеющей сле- дующие характеристики:
S = 3м2; θ |
ск |
= ±40o; |
p = 1Вт; f = 2,5ГГц; t ≤ −20дБ. |
|
|
0 |
Определить Ппрд , N, G.
Литература
1. Чистюхин В.В. Антенно-фидерные устройства. - М.: МИЭТ, 1997. - С. 183 - 193.
PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com
Семинар № 14. Проектирование приемных АФАР. Расчет их энергетических параметров
Энергетический потенциал приемных АФАР определяется соотношением
Ппрм = Sэф Tэф ,
где Sэф - эффективная площадь антенны; Tэф - шумовая температура АФАР (в градусах
Кельвина), приведенная к раскрыву решетки.
Эффективная площадь АФАР связана с ее геометрической площадью S через коэффи- циент использования поверхности σ , определяемый в свою очередь амплитудно- фазовыми характеристиками ее тракта, требуемым уровнем боковых лепестков и допус- тимыми потерями потенциала на краях сектора сканирования A: Sэф = SσA .
Значение σ изменяется, как правило, от 0,1 до 0,8 и определяется сектором сканиро- вания решетки и соответственно ДН ее элементов, значение A обычно равно 1/2. Тогда
Sэф = 12 Sσ .
Простейшая структурная схема приемной АФАР приведена на рис.1.
kш1,k p1
ФВ |
kш 2 |
,k p2 |
|
ΣN |
ПРМ |
ФВ
Рис.1. Структурная схема приемной АФАР
T0 |
Tпрм |
k |
ш1 |
,k p1 |
k |
ш 2 |
,k |
p2 L3 |
|
L1 |
ФВ |
L2 |
|
ПРМ |
|||
|
|
|
|
|
|
Рис.2. Структурная схема приемного канала АФАР
PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com
Для вычисления Tэф необходимо изобразить путь прохождения сигнала от каждого канала до приемника (рис.2). На рис.2:
- величина L1 определяется потерями в соединительном кабеле (излучателя с МШУ),
потерями в фильтре на входе МШУ, сумма которых обычно составляет 0,5 ÷1,5 дБ (
1,1 ÷1,4 отн. ед.);
- значение kш1 » kш 2 (условие стандартизации и унификации) определяется коэффици-
ентом шума МШУ и имеет достаточно широкий диапазон значений - от 1 до 7 дБ (1,25 ÷ 5
отн. ед.);
- значение k р1 ≈ kр2 (коэффициенты усиления соответствующих МШУ на рис.2) со-
ставляет обычно 15 ÷ 30 дБ ( 30 ÷1000 отн. ед.);
- величина L2 включает потери в фазовращателе, юстировочном фазовращателе, сум-
маторе и соединительных кабелях, обычно L2 составляет 3 ÷ 5 дБ ( 2 ÷ 3 отн. ед.);
- величина L3 , равная примерно 0,5 дБ (1,1 отн. ед.), определяется потерями в соедини-
тельном кабеле;
- значение Tпрм (собственная шумовая температура приемника, К) достигает величины
1000 К.
Для схемы приемной АФАР, изображенной на рис.1, эффективная шумовая температу- ра, приведенная к ее входу, определяется формулой
T = |
p |
вх |
= T (L − 1)+ T |
(k |
|
|
− 1) + T |
(L |
|
− 1)L |
+ |
|||||||||||
|
ш |
ш1 |
2 |
|
1 |
|||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||
эф |
|
k |
f |
0 |
1 |
|
0 |
|
|
|
|
0 |
|
|
k р1 |
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
(L3 − 1)L1L2 |
|
|
|
|
|
|
(1) |
||||||||
|
(kш2 − 1)L1L2 |
|
|
|
|
|
|
L1L2 L3 |
|
|||||||||||||
+ T |
+ T |
|
|
+ T |
|
, |
||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||
0 |
|
|
kр1 |
0 |
|
|
k р1k р2 |
прм |
k р1k р2 |
|
||||||||||||
где pшвх - мощность шума |
на |
входе |
АФАР, |
Вт; |
|
k |
- |
|
постоянная Больцмана, |
|||||||||||||
k =1,38 ×10−23 Дж К ; f - рабочая полоса частот, Гц. |
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||
Преобразуем формулу (1) к следующему виду: |
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||
T = T |
(k |
L −1)+ T |
(L2 −1)L1 |
+ T |
(kш 2 −1)L1L2 |
+ |
||||||||||||||||
|
|
|
|
|||||||||||||||||||
эф |
|
0 |
|
ш1 1 |
0 |
|
|
kр1 |
0 |
kр1 |
|
|
|
|||||||||
|
(L3 −1)L1L2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(2) |
||||||||||
+ T |
+ T |
|
L1L2L3 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
0 |
|
kр1kр2 |
|
прм |
|
|
kр1kр2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com
Из анализа формулы (2) с учетом проведенных выше оценок составляющих ее вели- чин можно сделать следующие выводы. При больших значениях коэффициента усиления МШУ ( k p »100 ¸1000 ) наибольший вклад в Tэф вносят коэффициент шума МШУ, который однозначно определяется kш используемого транзистора, и потери L1 , связанные с поте-
рями в соединительном кабеле и фильтре на входе МШУ. Тогда, по сути, можно исполь- зовать для расчетов только первые три члена суммы:
|
|
|
|
|
|
|
|
Tэф = T0 (kшΣ -1), |
|
где k |
шΣ |
= k |
ш1 |
L |
+ |
(L2 -1)L1 |
+ |
(kш 2 -1)L1L2 |
. |
|
|
||||||||
|
|
1 |
|
k р1 |
|
k р1 |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|||
Остальные |
два слагаемых пренебрежимо малы. Кроме того, при значениях |
||||||||
k p1 » 500 ¸1000 |
можно с |
достаточной степенью точности считать, что kшΣ ≈ kш1L1 и |
|||||||
Tэф = 290(kш1L1 -1) [К]. |
|
|
|
Однако при значениях k р1 » kр2 » 10 ¸15 дБ (10 ÷ 30 отн. ед.) такое упрощение форму-
лы (2) уже недопустимо. В этом случае существенную роль будут играть потери в ФВ и сумматоре. Проведем следующее вычисление:
|
|
|
|
k |
|
L L |
2 |
|
L |
|
|
æ |
|
L |
2 |
ö |
||
k |
шΣ |
= k |
L + |
|
ш1 1 |
- |
|
1 |
» k |
L |
ç1 |
+ |
|
|
÷ . |
|||
|
|
|
k |
|
k |
|
|
|||||||||||
|
|
ш1 1 |
|
k |
|
|
|
|
|
ш1 1 |
ç |
|
|
|
÷ |
|||
|
|
|
|
|
|
р1 |
|
|
|
р1 |
|
|
è |
|
|
р1 |
ø |
Пример. Рассчитать эффективную шумовую температуру на входе приемной АФАР, имеющей следующие параметры входящих в нее блоков и устройств: потери в кабеле от излучателя до модуля L1′ ≈ 0,3 дБ; потери в полосе пропускания полосно-пропускающего фильтра на входе модуля L1′′ ≈ 0,7 дБ; коэффициент шума МШУ kш ≤ 2 дБ; коэффициент усиления МШУ kр ³ 20 дБ в рабочей полосе частот; суммарные потери в выходном тракте приемного канала L2 ≈ 4 дБ.
Решение. С учетом того, что значение k р МШУ достаточно велико, для расчета Tэф
воспользуемся выражениями (3) и (4). В формулу (4) подставим значение L1 = L1′ + L1′′ = 1дБ.
Прежде чем производить расчеты, необходимо все заданные величины перевести в разы. Тогда L1 ≈ 1,25 ; kш ≈ 1,58 ; k р »100 ; L2 ≈ 2,5 . Значение kшΣ будет равно
PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com
|
kшΣ =1,58 ×1,25 + |
(2,5 -1) |
×1,25 » 2. |
|
|
|
|
|
|
||
|
100 |
|
|
|
|
Окончательно Tэф = 290 × (2 -1)= 290 К. |
|
|
|||
Задание. Спроектировать приемную АФАР с сектором сканирования |
θск |
= ±25o на |
|||
частоте f = 5,3 ГГц, |
обладающую энергетическим потенциалом Ппрм ³ 4 см2 |
К . |
Ширина |
||
главного лепестка |
θ0,5 ≈ 4,5o , уровень боковых лепестков t ≤ −17 дБ, параметры МШУ: |
||||
kр ³17 дБ и kш ≤ 2,5 дБ. Нарисовать схему проектируемой АФАР и обосновать ее. |
|
||||
Примечание: при проектировании использовать материалы семинара № 13. |
|
Литература
1. Чистюхин В.В. Антенно-фидерные устройства. - М.: МИЭТ, 1997. - С. 193 - 201.
PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com
Семинар № 15. Влияние амплитудно-фазового разброса на энергетические характеристики АФАР
Особенности дискретного фазирования элементов. Известно, что при создании со-
временных АФАР для управления положением луча используются дискретные фазовра- щатели, с помощью которых фаза возбуждения в каждом излучателе может быть изменена только скачком на величину ΔΦ , называемую дискретом фазирования. Обычно
ΔΦ = 2π2 p , где p - целое число, определяющее количество разрядов фазовращателя.
Важнейшим преимуществом дискретного фазирующего устройства по сравнению с плавным (аналоговым) является улучшенная стабильность. Это объясняется тем, что
управляющие устройства работают в режиме переключения с использованием только двух крайних областей их характеристик. Другим преимуществом дискретного фазирующего устройства является удобство управления им с помощью ЭВМ.
При дискретном фазировании решетки в направлении θ0 , ϕ0 для каждого излучателя рассчитывается точное (идеальное) значение фазы Φп0 по формуле
Φп0 = −k(dxn sin θ0 cos ϕ0 + dyn sin θ0 sin ϕ0 ),
где k = 2πλ - волновое число; dxn , dyn - координаты n-го излучателя в решетке.
Заметим, что идеальное значение Φп0 округляется до ближайшего дискретного значе- ния Φп :
Fп = DFEæç0,5 + Fп0 DFö÷ = Fп0 - dFп ,
èø
где E(x) - операция выделения целой части числа x; δΦп = δΦп (Φп0 )= Φп0 − Φп - системати-
ческая фазовая ошибка из-за дискретности фазирования, зависимость этой ошибки от зна- чения “идеальной” фазы Φп0 представляет функцию с периодом ΔΦ (см. [1], стр. 206, рис. 2.81).
С учетом вышесказанного множитель направленности любой дискретно-фазируемой
решетки может быть представлен в виде
N
F(q, j)= å In e j(φn +Φпо )e− jδΦп , n=1
где φп = −k(dxn sin θcos ϕ + dyn sin θsin ϕ).
PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com
После ряда преобразований [1] выражение для множителя решетки принимает вид
∞
F(θ,ϕ)= åСm FΣm (θ,ϕ),
m=−∞
где
N
FΣm (θ,ϕ)= å In exp{j[φn + Φпо (1+ 2πmΔΦ)]},
n=1 |
|
|
Cm = |
(−1)m sin(ΔΦ 2) |
. |
|
||
|
(ΔΦ 2)+ mπ |
(1)
(2)
Этот множитель представляет собой бесконечную сумму парциальных ДН FΣm (θ,ϕ),
главный вес в которой имеет нулевой член FΣ0 (θ,ϕ), характеризующий ДН решетки с иде-
альным фазированием. Однако главный максимум этой ДН уменьшен в С0 = (sin(ΔΦ2))(ΔΦ2) раз, что свидетельствует о снижении коэффициента направленного действия. Другие слагаемые в (1) дают дополнительное паразитное излучение из-за дис- кретности фазирования. С уменьшением дискрета фазы до нуля интенсивность паразит- ных составляющих стремится к нулю.
Паразитные лепестки заметного уровня характерны лишь для линейных и плоских АФАР с дискретным фазированием. В неплоских решетках происходит своеобразное рассеяние мощности паразитных ДН в широкой зоне углов. Аналогичного эффекта мож-
но добиться для линейных и плоских решеток путем создания нелинейного начального фазового распределения - фазовой подставки. Естественно, что начальное фазовое рас- пределение должно компенсироваться ФВ при сканировании.
Снижение коэффициента использования поверхности АФАР с дискретным фазирова-
нием описывается приближенной формулой
A = sin2 (ΔΦ2) , ΔΦ2
справедливой как при наличии начальной фазовой подставки, так и при ее отсутствии.
Пример. Рассчитать уровень паразитных максимумов при m = 1; ±2 в плоской АФАР для величин дискрета фазирования ΔΦ = π2; π4 .
Решение. Абсолютный уровень паразитных максимумов определяется значением ко- эффициента Cm (см. формулу (2)). Подставив в выражение (2) заданные значения m и ΔΦ ,
PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com
рассчитаем искомые величины, которые сведем в таблицу (расчеты проведем по мощно- сти):
m |
|
ΔΦ |
|
|
|
|
|
π 2, дБ |
|
π 4, дБ |
|
|
|
||
|
|
|
|
1 |
А1 = −10,4 |
|
А1 = −15,8 |
−1 |
А−1 = −14,9 |
|
А−1 = −20,2 |
2 |
А2 = −20 |
|
А2 = −24,8 |
−2 |
А−2 = −17,8 |
|
А−2 = −23,7 |
|
|
||
|
|
|
|
Значение Аm вычисляется по формуле
Аm =10lg Cm 2 .
Рассмотрим несколько иной подход к учету влияния дискретного фазирования на энергетику АФАР. В ФВ, имеющем дискретность управления в p бит (разрядов), фаза мо- жет устанавливаться до нужной величины с остаточной ошибкой:
- максимальной фазовой a = ± p 2 p ;
- среднеквадратичной фазовой aскв = ± |
|
|
p |
. |
||||
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
||||
3 × 2p |
||||||||
|
|
|
|
|||||
Анализ показывает, что уменьшение усиления G антенной решетки может быть рас- |
||||||||
считано по формуле |
|
|
|
|
|
|||
DG » aскв2 = |
1 |
p2 |
. |
|||||
3 |
|
|||||||
|
|
|
22 p |
Точность наведения луча при дискретном фазировании. В моноимпульсных радио-
локационных станциях точное определение направления на цель обеспечивается с помо- щью разностной ДН, следовательно, определенный интерес представляет оценка точности установки нулевого положения ДН. При использовании ФВ с квантованием фазы положе- ние нуля может смещаться с дискретностью, зависящей от степени дискретности ФВ.
Для заданного направления сканирования θ0 ошибка наведения луча антенной ре-
шетки и соответственно нуля разностной диаграммы δθ может быть рассчитана по фор-
муле
4 |
|
2p |
, |
(3) |
|
dqcosq0 = |
|
|
|
||
p(d l)N 2 |
2p |
PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com
где d - межэлементное расстояние в решетке; λ - рабочая длина волны; N - количество из- лучателей решетки в плоскости отклонения луча; p - количество разрядов используемого ФВ.
Уравнение (3) можно выразить через ширину луча с использованием известного соот-
ношения: Dq0,5ск = |
51o l |
, где |
Dq0,5ск - ширина луча антенной решетки в направлении |
|||||
dN cos q0 |
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
||
θ0 . Тогда |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
dq |
= |
9 |
. |
|
|
|
|
|
Dq0,5 ск |
|
N × 2p |
|
Задание 1. Рассчитать уменьшение усиления АФАР, используя два подхода для вели- чины дискрета ФВ: ΔΦ = π2;π4 .
Задание 2. Оценить точность выставки луча для АФАР со следующими параметрами: θ0,5 X = 5o; θ0,5Y =1o; θ0 = ±30o; λ =10см; p = 3 .
Литература
1. Чистюхин В.В. Антенно-фидерные устройства. - М.: МИЭТ, 1997. - С. 205 - 215.
PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com