Ограничения

Свойство	Навесные компоненты	Интегрированные компоненты
1	2	3
Общие
Только для многослойных печатных плат		+
Большая стоимость планарных обмоток по сравнению с проволочной	+
От сборщика платы требуется знание особенностей разработки и производства		+
Каждая конструкция требует собственной обмотки, изготовленной заводским способом	+	++
Разработка
Малое отношение площади поперечного сечения медных дорожек к площади окна	+	++

Продолжение табл. 3

1	2	3
Паразитная емкость ограничивает конструктивные варианты расположения обмоток	+	++
Варианты с большим воздушным зазором являются нежелательными	+	+

1.3. Интегрированные компоненты в сравнении с навесными

Интегрированные планарные компоненты применяются в тех случаях, когда сложность окружающих цепей вынуждает использовать многослойную печатную плату. Типичные области применения — маломощные преобразователи и устройства обработки сигналов. В них используется в основном комбинация Ш-образного сердечника и пластины малых размеров. Основными конструктивными требованиями здесь являются малая высота и хорошие высокочастотные характеристики.

Навесные компоненты используются иначе. Типичные области применения — мощные преобразователи; в них в основном используется комбинация из двух Ш-образных сердечников большого размера. Основными конструктивными требованиями здесь являются тепловые характеристики. Конструкция обмотки зависит, в частности, от величины тока. Погружение навесных компонентов в плату позволяет уменьшить высоту сборки, не меняя расположения компонентов.

Гибридные компоненты уменьшают количество навесных обмоток за счет дорожек на печатной плате, а в интегрированном варианте навесные обмотки вообще отсутствуют. Возможны также комбинации этих двух типов. Например, преобразователь мощности может иметь первичную обмотку трансформатора и дроссель сетевого фильтра, встроенные в материнскую плату, а вторичную обмотку и выходной дроссель — на отдельных печатных платах (рис. 2).

Рис. 2. Использование планарных магнитных компонентов гибридного типа

1.4. Склеивание в сравнении с зажимным соединением

Выбор между склеиванием и зажимным соединением зависит в основном от возможностей и предпочтений производителя, но есть также требования конкретного приложения, которые могут определить тот или иной способ как более желательный.

Преимущества склеивания:

- простота автоматизации производства;

- однородность поперечного сечения сердечника (насыщение);

- малая высота сборки (не выступает дуга зажима);

- меньшие размеры выреза в печатной плате (интегрированная версия);

- фиксация сердечника на печатной плате (отсутствует дребезг, шум).

Преимущества зажимного соединения:

- чистота процесса сборки;

- отсутствует влияние окружающей среды на процесс сборки;

- нет проблем в высокотемпературных приложениях;

- отсутствует увеличение паразитного зазора (высокая проницаемость).

1.5. Применение планарных трансформаторов

Первой областью применения планарных трансформаторов было преобразование мощности. Соответственно, при этом использовались средне- и высокочастотные мощные ферриты. Индуктивность дросселя сетевого фильтра можно увеличить, заменив мощный феррит материалом с высокой магнитной проницаемостью. В импульсной передаче сигналов широкополосный трансформатор, находящийся между импульсной генераторной интегральной схемой и кабелем, обеспечивает развязку и согласование импедансов. В случае S- или T-интерфейса это также должен быть феррит с высокой магнитной проницаемостью. В ассортимент продукции компании FERROXCUBE были добавлены сердечники из высокопроницаемого феррита 3E6. Список приложений, в которых использование планарной технологии может дать преимущества, приведен ниже.

Преобразование мощности.

Компоненты:

- силовые трансформаторы, выходные или резонансные дроссели, дроссели сетевого фильтра.

Выпрямители (сетевые источники питания):

- импульсные источники питания;

- зарядные устройства (мобильные телефоны, портативные компьютеры);

- контрольно-измерительная аппаратура.

Преобразователи постоянного тока:

- модули преобразования мощности;

- сетевые коммутаторы;

- мобильные телефоны (основной источник питания);

- портативные компьютеры (основной источник питания);

- электромобили (преобразователь тягового напряжения в напряжение 12 В).

Преобразователи переменного тока (сетевые источники питания):

- компактные преобразователи для флуоресцентных ламп;

- индукционный нагрев, сварка.

Инверторы (батарейные источники питания):

- мобильные телефоны (подсветка ЖК дисплея);

- портативные компьютеры (подсветка ЖК-дисплея);

- газоразрядные автомобильные фары (балласт);

- подогрев заднего стекла автомобиля (повышающий преобразователь).

1.6. Номенклатура изделий

Компания зарубежные компании предлагают широкий ассортимент планарных Ш-образных сердечников в диапазоне размеров 14–64 мм. В базовой версии для склеивания поперечное сечение всегда является однородным, что позволяет оптимальным образом использовать объем феррита. Для каждого размера имеется Ш-образный сердечник (обозначается буквой E) и соответствующая ему пластина (обозначается буквами PLT) (рис. 3). Набор может состоять из Ш-образного сердечника и пластины или двух Ш-образных сердечников. В последнем случае высота окна намотки удваивается.

Для самых маленьких размеров имеется также набор из Ш-образного сердечника и пластины в варианте с зажимным соединением. В нем используется Ш-образный сердечник с выемками (обозначается E/R) и пластина с канавкой (обозначается PLT/S) (рис. 3). Зажим (обозначается CLM) защелкивается в выемки сердечника и обеспечивает прочное соединение, прижимая пластину в двух точках. Канавка предотвращает смещение пластины даже при сильных ударах или вибрации, а также обеспечивает выравнивание. Для комбинации из двух Ш-образных сердечников зажимное соединение не предусмотрено.

Рис. 3. Различные формы Ш-образных сердечников для планарных трансформаторов

Сердечники из мощных ферритов 3F3 (рабочая частота до 500 кГц) и 3F4 (500 кГц — 3 МГц) имеются во всех размерах.

Сердечники наибольшего размера изготавливаются также из феррита 3C85 (рабочая частота до 200 кГц), так как большие сердечники часто используются в мощных низкочастотных устройствах. Имеются также сердечники наименьшего размера, изготавливаемые из высокопроницаемого феррита 3E6 (µ = 12000), для использования в дросселях сетевых фильтров и широкополосных трансформаторах.

1.7. Разработка конструкции

Чтобы по максимуму использовать преимущества планарной технологии, необходимо следовать иной концепции разработки, чем при проволочной намотке. Ниже приведен ряд соображений, которыми следует руководствоваться в этой связи.

Выбор сердечника

Магнитная индукция.

Улучшенные тепловые характеристики допускают в два раза большие потери мощности по сравнению с обычной конструкцией при том же объеме магнитного поля, поэтому значение оптимальной магнитной индукции будет выше обычного.

Воздушный зазор.

Большие зазоры нежелательны в планарных конструкциях, поскольку они создают поток рассеяния. Краевой поток зависит от отношения высоты окна намотки к ширине воздушного зазора, которая меньше для плоских сердечников. Если высота окна всего в несколько раз больше ширины зазора, а ширина в несколько раз больше ширины центральной части сердечника, то между верхом и низом сердечника возникнет поток значительной величины. Большие величины краевых и пересекающихся потоков приводят к большим потерям на вихревые токи в обмотке.

Конструкция обмотки

Сопротивление на постоянном токе.

Чаще всего используются медные дорожки толщиной 35, 70, 100 и 200 мкм. Если площадь поперечного сечения дорожки недостаточна для того, чтобы получить приемлемое сопротивление на постоянном токе, можно параллельно соединить дорожки для всех или части витков.

Сопротивление на переменном токе.

Потери меди на переменном токе, обусловленные скин-эффектом и эффектом близости, оказываются меньше для плоских медных дорожек, чем для круглого провода с той же площадью поперечного сечения. Вихревые токи, индуцируемые в окрестности воздушного зазора, можно снизить, удалив несколько витков в том месте, где индукция является максимальной и направлена перпендикулярно плоскости намотки. Комбинация Ш-образного сердечника и пластины характеризуется несколько меньшим потоком рассеяния, чем комбинация двух Ш-образных сердечников, из-за местоположения воздушного зазора.

Индуктивность утечки.

При расположении обмоток одна над другой магнитная связь является очень сильной, и достижимы значения коэффициента связи, близкие к 100% (рис. 4 а).

а)

б)

в)

Рис. 4. Различные варианты расположения обмоток

Паразитная емкость.

Предыдущая конструкция ведет к более высокой межобмоточной емкости. Эту емкость можно уменьшить, расположив дорожки соседних обмоток в промежутках друг между другом (рис. 4 б). Более того, повторяемость значения емкости позволяет скомпенсировать ее в оставшейся части цепи, а также использовать в резонансных конструкциях. В последнем случае можно целенаправленно создать большую емкость, расположив дорожки соседних обмоток друг напротив друга (рис. 4 в).

Производство

Сборка.

Для навесных компонентов процесс сборки не имеет существенных отличий от обычного. При склеивании сердечников из высокопроницаемого феррита 3E6 не следует наносить клей на соприкасающиеся поверхности, поскольку возникающий паразитный зазор снижает эффективную магнитную проницаемость. Вместо этого клей можно наносить с торцов сердечника по линии соприкосновения двух половин. При использовании зажимов необходимо сначала защелкнуть зажим в углубления сердечника, а затем выровнять пластину в поперечном направлении. Для интегрированных компонентов сборка комбинируется с монтажом.

Монтаж.

При использовании навесных компонентов можно использовать платы со сквозными отверстиями или поверхностный монтаж. Существенных отличий от обычного процесса не имеется. Плоская поверхность сердечника хорошо подходит для автоматического монтажа. В случае интегрированных компонентов монтаж лучше всего выполнять в два этапа:

1. Приклеить одну половину сердечника к печатной плате. Для этого можно использовать тот же клей, что и для монтажа SMD-компонентов, и этот этап логичным образом объединяется с монтажом SMD-компонентов на данной стороне печатной платы.

2. Приклеить вторую половину сердечника к первой. Сюда относятся те же замечания, которые были сделаны по поводу сборки навесных компонентов.

Пайка.

Относится только к навесным трансформаторам. В случае пайки оплавлением предпочтительным способом нагрева является горячая конвекция, а не инфракрасное излучение, поскольку первый способ обеспечивает выравнивание температур спаиваемых поверхностей. При нагреве инфракрасным излучением с использованием стандартных материалов хорошая теплопроводность планарного компонента может привести к слишком низкой температуре паяльной пасты, а при повышении мощности излучения — к слишком высокой температуре печатной платы. Если используется инфракрасный нагрев, рекомендуется подобрать другую паяльную пасту и/или материал печатной платы.

Обозначение типоразмеров.

Все указанные числа относятся к половинам сердечников. Необходимо заказывать две половины сердечника в правильном сочетании. Имеется четыре типа половин сердечников, из которых составляются наборы трех видов:

• два Ш-образных сердечника (E+E);

• Ш-образный сердечник и пластина (E+PLT);

• Ш-образный сердечник с выемками и пластина с канавкой (E/R + PLT/S). В последний набор входит также зажим (CLM).

1.8. Процедура расчета

Определение максимальной магнитной индукции.

Потери в сердечнике и медном проводнике при работе трансформатора приводят к росту температуры. Величина этого роста не должна превышать допустимого предела, чтобы избежать повреждения трансформатора или остальной цепи. При тепловом равновесии величина суммарных потерь в трансформаторе P_trafo связана с ростом температуры трансформатора ΔT соотношением, аналогичным закону Ома:

, (1)

где R_Т — это температурное сопротивление трансформатора. Фактически, P_trafo можно представить как охлаждающую способность трансформатора.

Можно установить эмпирическую формулу, напрямую связывающую значение теплового сопротивления трансформатора с эффективным магнитным объемом V_э используемого ферритового сердечника. Данная эмпирическая формула справедлива для трансформаторов с проволочной обмоткой, имеющих сердечники формы RM и ETD. Аналогичное соотношение найдено теперь и для планарных трансформаторов с Ш-образными сердечниками.

С помощью этого соотношения можно оценить рост температуры трансформатора как функцию магнитной индукции в сердечнике. По причине ограниченности доступного пространства намотки для планарных магнитных компонентов рекомендуется использовать максимально возможные значения магнитной индукции.

Предположив, что половину суммарных потерь в трансформаторе составляют потери в сердечнике, можно выразить максимальную плотность потерь в сердечнике P_core как функцию допустимого роста температуры трансформатора следующим образом:

. (2)

Потери мощности в наших ферритах измерялись в зависимости от частоты (f, Гц), пиковой магнитной индукции (B, Тл) и температуры (T, °C). Плотность потерь в сердечнике можно приблизительно рассчитать по следующей формуле:

(3)

где - C_m, x, y, ct₀, ct₁ и ct₂ — это параметры, найденные путем аппроксимации эмпирической кривой потерь. Эти параметры специфичны для конкретного материала. Размерности их выбраны так, что при температуре 100 °C значение C_T оказывается равным 1.

В табл. 4 приведены значения перечисленных выше параметров для нескольких марок мощных ферритов компании Ferroxcube. Максимально допустимое значение P_core вычисляется по формуле (2). Это значение затем подставляется в уравнение (3).

Теперь можно вычислить максимально допустимую магнитную индукцию B_peak, переписав уравнение (3) в следующем виде:

(4)

Примечание: максимально допустимое значение B можно найти и другим путем — написав компьютерную программу, вычисляющую потери мощности для произвольной формы сигнала по формуле (3) при заданных значениях параметров аппроксимации. Преимущество этого подхода в том, что он позволяет рассчитывать потери с учетом реальной формы колебаний B, а также выбрать оптимальную марку феррита для конкретного случая.

Определив максимально допустимую пиковую магнитную индукцию, можно рассчитать количество витков первичной и вторичной обмоток по известным формулам, включающим топологию преобразователя и тип трансформатора (например, обратного и прямого хода).

Необходимо принять решение о том, как будут распределены обмотки между имеющимися слоями. Токи, протекающие в дорожках, будут вызывать повышение температуры печатной платы. Из соображений распространения тепла рекомендуется распределять витки обмоток во внешних слоях симметрично по отношению к виткам обмоток во внутренних слоях.

Таблица 4

Параметры аппроксимации для вычисления плотности потерь в сердечнике

Материал	f, кГц	Cm	x	y	ct2	ct1	ct0
3C30	20-100	7,13*10-3	1,42	3,02	3,65*10-4	6,65*10-2	4
	100-200	7,13*10-3	1,42	3,02	4,0*10-4	6,8*10-2	3,8
3C90	20-200	3,2*10-3	1,46	2,75	1,65*10-4	3,1*10-2	2,45
3C94	20-200	2,37*10-3	1,46	2,75	1,65*10-4	3,1*10-2	2,45
	200-400	2,0*10-9	2,6	2,75	1,65*10-4	3,1*10-2	2,45
3F3	100-300	0,25*10-3	1,63	2,45	0,79*10-4	1,05*10-2	1,26
	300-500	2,0*10-5	1,8	2,5	0,77*10-4	1,05*10-2	1,28
	500-1000	3,6*10-9	2,4	2,25	0,67*10-4	0,81*10-2	1,14
3F4	500-1000	12,0*10-4	1,75	2,9	0,95*10-4	1,1*10-2	1,15
	1000-3000	1,1*10-11	2,8	2,4	0,34*10-4	0,01*10-2	0,67

1.9. Рекомендации по распределению витков в пространстве намотки

С точки зрения магнетизма оптимальным вариантом было бы перемежать первичные и вторичные слои. Это уменьшит так называемый эффект близости. Однако малая высота обмотки в планарном исполнении и требуемое для конкретного приложения количество витков не всегда позволяют выбрать оптимальную конструкцию.

С точки зрения затрат рекомендуется выбирать печатные платы со стандартной толщиной слоя меди. Распространенные значения толщины, используемые производителями печатных плат — 35 и 70 мкм. От толщины слоев меди существенным образом зависит рост температуры в обмотке, индуцированный протекающими токами.

Стандарты безопасности, например стандарт МЭК 950, требуют расстояния 400 мкм в материале печатной платы (FR2 или FR4) для обеспечения развязки вторичной обмотки от сети питания. Если развязка от сети не требуется, достаточно расстояния в 200 мкм между слоями обмотки. Кроме того, необходимо еще учесть слой для трафарета — по 50 мкм с обеих сторон платы.

Ширина дорожек, формирующих обмотки, определяется исходя из величины тока и максимально допустимой плотности тока. Расстояние между витками зависит от возможностей и бюджета производства. Существует практическое правило: для дорожек толщиной 35 мкм ширина дорожек и расстояние между ними должны быть более 150 мкм, а для дорожек толщиной 70 мкм — более 200 мкм.

В зависимости от производственных возможностей изготовителя печатных плат, размеры могут быть и меньшими, но это, скорее всего, повлечет за собой значительный рост стоимости печатной платы.

Количество витков в одном слое и расстояние между витками обозначаются соответственно Nl и s. Тогда при доступной ширине намотки b_w ширину дорожки w_t можно вычислить по следующей формуле (см. рис. 5):

. (5)

Если требуется развязка от сети питания, ситуация несколько изменяется. Сердечник рассматривается как часть цепи первичной обмотки и должен быть отделен расстоянием в 400 мкм от вторичной цепи. Поэтому длина пути тока утечки между вторичными обмотками, близкими к левой и правой части сердечника, и самим сердечником должна составлять 400 мкм.

В этом случае ширину дорожки следует вычислять по формуле (6), поскольку из доступной ширины обмотки необходимо вычесть 800 мкм:

. (6)

Рис. 5. Ширина дорожки w_t, междорожечное расстояние s и ширина обмотки b_w

1.10. Определение роста температуры печатной платы, вызванного протекающими токами

Последний шаг, который предстоит сделать — это определить рост температуры в медных дорожках, вызванный протекающими токами. Для этого необходимо вычислить эффективные (среднеквадратичные) значения токов, исходя из входных данных и желаемых выходных параметров. Метод расчета зависит от используемой топологии. В данном разделе приведен расчет для стандартной обратной технологии преобразователя. Пример связи между ростом температуры и эффективными значениями токов при разных площадях поперечного сечения проводников печатной платы показан на рис. 6. В случаях, когда имеется единственный проводник, или когда индуктивности расположены не слишком близко, из этой диаграммы можно непосредственно определять ширину, толщину и площадь поперечного сечения проводника, а также максимально допустимые токи для различных заданных значений роста температуры.

Рис. 6. Связь между током, размерами дорожек печатной платы и ростом температуры

Недостаток этого способа проектирования заключается в предположении, что тепло, выделяющееся в обмотке, вызывается протеканием постоянного тока, в то время как в реальности имеется переменный ток, вызывающий скин-эффект и эффект близости.

Скин-эффект обусловлен наличием в проводнике магнитного поля, создаваемого током, который протекает в самом этом проводнике. Быстрое изменение тока (при высокой частоте) наводит переменную индукцию, которая вызывает вихревые токи. Эти вихревые токи, которые вносят вклад в основной ток, имеют противоположное ему направление. Ток обращается в ноль в центре проводника и движется по направлению к поверхности. Плотность тока экспоненциально снижается от поверхности к центру.

Глубина поверхностного слоя δ — это расстояние от поверхности проводника в направлении его центра, на котором плотность тока уменьшается в e раз. Глубина поверхностного слоя зависит от таких свойств материала, как электропроводность и магнитная проницаемость, и она обратно пропорциональна квадратному корню из частоты. Для меди при температуре 60 °C глубина поверхностного слоя может быть приближенно вычислена по следующей формуле: если берется проводник с толщиной w_t меньшей, чем 2δ, вклад этого эффекта будет ограничен. Это дает ширину дорожки меньше 200 мкм для частоты 500 кГц.

. (7)

Если при требуемом числе витков доступна большая ширина обмотки, наилучшим решением с точки зрения магнетизма будет разделить их на параллельные дорожки.

В реальных ситуациях в проводниках будут присутствовать вихревые токи, вызванные не только меняющимся магнитным полем собственного тока (скин-эффект), но и полями других проводников, расположенных поблизости. Этот эффект носит название эффекта близости. Если первичные и вторичные слои чередуются, влияние этого эффекта оказывается гораздо меньше. Дело в том, что токи в первичной и вторичной обмотках текут в противоположных направлениях, так что их магнитные поля взаимно уничтожаются. Тем не менее, соседние проводники одного слоя все же будут вносить некоторый вклад в эффект близости.

2. ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ ДВУХТАКТНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ

Наибольшее распространение среди двухтактных преобразователей напряжения получили три схемы: пуш-пульная, полумостовая и мостовая.

2.1. Пуш-пульная схема преобразователя напряжения

Пуш-пульная схема состоит из ключевых силовых транзисторов VT1 и VT2, трансформатора Т и двухтактного выпрямителя VD1 и VD2 (рис.7).

Рис. 7. Базовая схема двухтактного пуш-пульного преобразователя

Соотношение между входным и выходным напряжением определяется из выражения:

, (8)

где n – коэффициент трансформации.

Для регулирования выходного напряжения при изменении входного вводится коэффициент заполнения D. Регулируя коэффициент заполнения в пределах 0…0,5, можно линейно изменять напряжение на нагрузке. Однако максимальное значение коэффициента заполнения не должно превышать значения 0,4…0,45. Исходя из вышесказанного, соотношение между входным и выходным напряжением принимает вид:

. (9)

Предварительный расчет основных параметров схемы пуш-пульного преобразователя должен определить коэффициент трансформации и габаритную мощность трансформатора.

Коэффициент трансформации с учетом падения напряжения на силовых транзисторах и выпрямительных диодах принимает вид:

, (10)

где U_VD и U_VT – падение напряжения на диоде и силовом транзисторе, соответственно;

- минимальное входное напряжение.

Габаритная мощность трансформатора определяется как сумма мощностей нагрузки. Исходя из габаритной мощности трансформатора выбираем сердечник.

Число витков первичной полуобмотки (w1.1 рис.7) найдем по следующей формуле:

, (11)

где f – частота работы преобразователя;

B – магнитная индукция;

S – площадь поперечного сечения сердечника.

Число витков вторичной обмотки вычисляется по формуле:

. (12)

2.2. Полумостовая и мостовая схемы преобразователя напряжения

Базовая схема полумостового преобразователя изображена на рис. 8.

Рис. 8. Схема полумостового преобразователя

Транзисторы VT1 и VT2 образуют полумостовой каскад, который коммутирует верхний вывод первичной обмотки трансформатора Т то к напряжению питания U_in, то к общему проводу схемы. Конденсаторы C_g1 и C_g2 задают среднюю потенциальную точку для нижнего вывода первичной обмотки трансформатора. Во вторичной обмотке трансформатора включен выпрямитель VD3, VD4 и LC-фильтр.

Допустимое напряжение "сток-исток" силовых транзисторов должно быть не меньше входного. Максимальный ток стока транзисторов рассчитывается по формуле:

, (13)

где η – КПД преобразователя;

I_μ – ток намагничивания индуктивности первичной обмотки.

Типовая схема мостового преобразователя изображена на рис. 9.

Рис. 9. Схема мостового преобразователя

Транзисторы VT1, VT4 и VT2, VT3 включаются попеременно, поэтому оба вывода трансформатора Т подключаются к выводу U_in и общему выводу питания.

Зависимость между входным и выходным напряжением имеет вид:

. (14)

Максимальный ток стока силовых транзисторов:

. (15)

2.3. Последовательность расчета планарного трансформатора

Расчет планарного трансформатора необходимо проводить в следующей последовательности:

1. Из приложения 1 выбрать вариант.

2. Рассчитать требуемую габаритную мощность трансформатора.

3. Выбрать из справочных данных приложения 2 сердечник. Габаритную мощность трансформатора рассчитать из следующего соотношения

, (16)

где S_c –площадь сечения магнитопровода [см²];

S_o – площадь сечения окна магнитопровода [см²];

F – частота преобразования напряжения [Гц];

B_max – максимальное значение индукции [Тл].

4. Рассчитать количество витков первичной и вторичной обмоток по формулам (11) и (12).

5. Рассчитать ширину проводников планарного трансформатора исходя из толщины меди и тока обмоток.

6. Рассчитать топологию трансформатора.

7. Рассчитать потери в сердечнике и обмотке трансформатора.

ПРИЛОЖЕНИЕ 1

Варианты заданий на курсовое проектирование

Таблица П1

Вариант	Частота, кГц	Схема	Входное напряжение, В		Выходное напряжение, В	Выходной ток, А
			мин	мах
1	100	пуш-пульная	9	16	3,3	20
2	200	пуш-пульная	18	32	5	10
3	300	пуш-пульная	40	56	12	5
4	400	пуш-пульная	40	56	3,3	5
5	500	пуш-пульная	18	32	5	20
6	100	мостовая	9	16	12	10
7	200	мостовая	9	16	3,3	15
8	300	мостовая	18	32	5	25
9	400	мостовая	18	32	12	10
10	500	мостовая	40	56	3,3	10
11	100	полумостовая	9	16	12	10
12	200	полумостовая	9	16	3,3	15
13	300	полумостовая	18	32	5	25
14	400	полумостовая	40	56	12	10
15	500	полумостовая	40	56	3,3	10

ПРИЛОЖЕНИЕ 2

Параметры ферритовых сердечников

ELP тип I тип

Тип	A	B	C	D	E	F	µ
ELP14	14	3,5	5	2	11	3	1270
I14	14	5	1,5
ELP18	18	4	10	2	14	4	1180
I18	18	10	2
ELP22	21,8	5,7	15,8	3,2	16,8	5	1360
I22	21,8	15,8	2,5
ELP32	31,75	6,35	20,35	3,2	25,4	6,35	1350
I32	31,75	20,35	3,15
RLP38	38,1	8,25	25,4	4,45	30,8	7,6	1450
I38	38,1	25,4	3,8
ELP43	43,2	9,5	27,9	5,4	35,4	8,1	1480
I43	43,2	27,9	4,1

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Браун, М. Источники питания. Расчет и конструирование [Текст]: пер. с англ. / М. Браун. – К.: МК-Пресс, 2005. – 288 с.

2. Гончаров А. Особенности применения модулей вторичного электропитания с расширенным диапазоном входного напряжения [Текст] / А. Гончаров, О. Негреба // Современная электроника. – 2006. - №7. - С.40-42.

3. Семенов Б. Ю. Силовая электроника: от простого к сложному [Текст] / Б. Ю. Семенов. – М.: СОЛОН-Пресс, 2005. – 416 с.

4. Шихов С. Планарные трансформаторы на основе многослойных печатных платах [Текст] / С. Шихов // Компоненты и технологии. – 2003. - №6. - С.106-112.

5. Шихов С. Проектирование планарных силовых трансформаторов [Текст] / С. Шихов // Компоненты и технологии. – 2003. - №7. - С.106-111.