2.1 Выбор режимов работы и топологических размеров моп-структур

На основе соотношений (1)—(18) сформулируем рекомендации по определению режимов работы и топологических размеров МОП-транзисторов в аналоговых интегральных микросхемах (ИС).

При выборе типа активного элемента целесообразно сравнить транзисторы по граничной частоте f_T, на которой переменный сигнал, протекающий через вход активного элемента, равен переменному сигналу в выходной цепи при условии короткого замыкания выходной цепи по переменному сигналу. Обычно граничная частота зависит от режима работы (рабочего тока и напряжения). Ее высокое максимальное значение позволяет обеспечить требуемую полосу пропускания при малом токе потребления. Для биполярных транзисторов f_T соответствует частоте, на которой модуль малосигнального коэффициента передачи тока в схеме с общим эмиттером равен единице (|h_21e| = |i_C/i_B| = 1). Граничная частота вертикальных биполярных транзисторов определяется временем пролета носителей заряда через базу, которое не масштабируется при изменении топологических размеров транзистора. Изменение площади эмиттера приводит, в основном, к сдвигу максимума зависимости граничной частоты от эмиттерного тока.

Для МОП-транзисторов f_T соответствует частоте, на которой |i_D| = |i_G|. На основании рисунка 3, соотношений (1), (8) и получим:

(27)

(28)

при C_GS >> C_GB + C_GD,

(29)

при C_GS >> C_GB + C_GD,

(30)

где C_∑G — суммарная емкость, соединенная с затвором. Соотношения (28)—(30) справедливы для области насыщения ВАХ, причем (28), (29) — для длинноканальных, а (30) — короткоканальных транзисторов. Таким образом, f_T длинноканальных МОП-транзисторов, работающих в области насыщения ВАХ, не зависит от ширины затвора, обратно пропорциональна квадрату длины затвора и прямо пропорциональна разности напряжений затвор-исток и порогового V_GS–V_TH. Для короткоканальных МОП-транзисторов в области насыщения ВАХ f_TSHобратно пропорциональна длине затвора и не зависит от напряжения затвора, если его величины достаточно для наступления короткоканальных эффектов.

Максимально возможный коэффициент усиления МОП-каскада с общим истоком K_MAX в предположении бесконечно большой нагрузки в стоковой цепи составит для длинноканального:

(31)

(32)

(33)

а для короткоканального транзи­стора:

(34)

Знак минус в (31)—(34) указывает на то, что каскад с общим истоком является инвертирующим. Полученные соотношения (31)—(34) позволяют рассчитать т.н. коэффициент качества, равный произведению граничной частоты на коэффициент усиления напряжения при разомкнутой цепи стока.

(35)

(36)

Таким образом, для длинноканальных МОП-транзисторов величина f_T·K_MAX не зависит от рабочего режима. Увеличение полосы пропускания каскадов за счет увеличения напряжения на затворе приводит к уменьшению усиления и диапазона напряжения сток-исток, в котором транзистор работает в области насыщения ВАХ и обеспечивается высокое усиление. 3. Коэффициент усиления каскада K с общим истоком в области низких частот при работе с реальной нагрузкой определяется крутизной МОП-транзистора и суммарным сопротивлением всех цепей R_∑D, соединенных со стоком, т.е. K ≈ R_∑D·g_M. Таким образом, при выборе требуемого сочетания усиления и тока потребления рекомендуется обращать внимание на отношение крутизны к току стока в режиме сильной (g_M/I_D) и слабой (g_MW/I_DW) инверсии.

(37)

(38)

Для типовых величин параметров (N_W = 1—2, φ_T = 26 мВ при 300 K) отношение g_MW/I_DW окажется в диапазоне 19...39 В^–1, что значительно больше, чем в режиме сильной инверсии. Однако необходимо учитывать, что экспоненциальная зависимость тока стока от напряжения затвор-исток в подпороговой области может вызвать большую неидентичность рабочих токов и значительно ухудшить напряжение смещения операционных усилителей. Другим фактором, вызывающим различие характеристик МОП-каскадов, работающих в режиме слабой инверсии, является технологический разброс слабо контролируемого параметра N_W. Заметим, что увеличение отношения W/L МОП-транзисторов приводит к росту β и величины максимального тока стока I_D0W, при котором транзистор работает в подпороговой области ВАХ.

Увеличение обратного напряжения исток-подложка V_SB приводит к уменьшению тока стока, крутизны, увеличению порогового напряжения V_TH. При этом уменьшается влияние технологического разброса параметров на ВАХ и приведенный к затвору МОП-транзистора шум подложки. Такой режим работы целесообразно применять во входных каскадах для уменьшения уровня шумов и напряжения смещения нуля.

При проектировании топологии необходимо учитывать, что область полупроводника, в которой индуцируется токопроводящий канал МОП-транзистора, может быть как общей для всех элементов ИС полупроводниковой подложкой, так и областью кармана, изолированного от остальных элементов схемы. В технологических маршрутах изготовления МОП ИС с карманом n-типа канал в n-МОП-транзисторах индуцируется в единой для всех элементов схемы p-подложке, поэтому вывод b n-МОП-транзистора всегда соединен с самым отрицательным потенциалом схемы. В то же время на вывод b p-МОП может быть подан требуемый потенциал. Только технологические маршруты с формированием двух карманов предоставляют возможность соединения вывода b как n-МОП-, так и p-МОП-транзисторов с требуемыми узлами схемы.