уровни ограничения. В качестве ограничителей использу­ ются рассмотренные выше ключи.

Ограничители еще иногда называют формирователями напряжения.

14.4.1. Основные определения

Входные напряжения, которые определяют границы ограничения, называют уровнями ограничения входного на­ пряжения. Выходные напряжения, устанавливающиеся в области ограничения, называются уровнями выходного на­ пряжения при ограничении. Двухсторонние ограничители называются ограничителями сверху и снизу (по максимуму и минимуму). Односторонние ограничители обеспечивают ограничение только сверху (по максимуму) или только снизу (по минимуму) .

Принцип работы схем ключей как ограничителей не отличается от рассмотренных выше. Отличие состоит только в другом их функциональном применении.

14.4.2. Применение ограничителей

На рис. 14.11 представлены графики, характеризую­ щие ограничение синусоидального напряжения сверху с помощью параллельного диодного ключа рис. 14.6, а. На рис. 14.12 показано двухстороннее ограничение этого на­ пряжения при помощи двойных диодных ключей. Как сле­ дует из графиков, таким образом можно формировать на­ пряжение трапецеидальной формы из синусоидального.

Другое применение ограничителей показано на графи­ ках 14.13 и 14.14. Здесь при помощи ключей осуществляют укорочение длительности фронтов реальных прямоуголь­ ных импульсов и сглаживание вершины импульса, иска­ женного помехой.

Ограничители широко применяются для выделения им­ пульсов по амплитуде (рис. 14.15 и 14.16) и выделения им­ пульсов заданной полярности (рис. 14.17).

Если в схеме ограничителей применяются транзистор­ ные ключи, то одновременно с ограничением происходит усиление напряжения сигнала. Поэтому такие схемы на­ зывают усилителями-ограничителями.

Контрольные вопросы и упражнения

1.Определите величину выходного напряжения в последо­ вательном диодном ключе, представленном на рис. 14.2, а при положительном и отрицательном входном напряже­

нии, если 1/вх = 1 В, = 20 кОм, внутреннее сопротивле­ ние открытого диода (т. е. прямое сопротивление) Яд пр =

тивление нагрузки, подключенной параллельно рези­ стору Я, равно Ян = 20 кОм.

2.Определите величину выходного напряжения в парал­ лельном диодном ключе, приведенном на рис. 14.5, а, при положительном и отрицательном входном напряже­

3.Поясните в сравнении особенности насыщенного и не­ насыщенного транзисторных ключей.

4.Постройте схему диодного ключа, позволяющего осу­ ществить выделение отрицательных импульсов из по­ следовательности разнополярных импульсов. Проиллю­ стрируйте работу ограничителя графически.

Г л а в а 15 ИМПУЛЬСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

15.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

Импульсные усилители предназначены для усиления колебаний сложной формы и кратковременных видеоим­ пульсов специальной формы. В этих усилителях амплитуда выходного напряжения пропорциональна амплитуде вход­ ного, т. е. они работают в отличие от ключевых схем, в ли­ нейном режиме.

Чаще всего импульсные усилители усиливают импульсы прямоугольной формы, т. е. когда напряжение скачком нарастает до амплитудного значения Um, сохраняется по­ стоянным в течение длительности импульса t„, а затем па­ дает до нуля.

Длительность усиливаемых импульсов лежит в пределах от долей микросекунды до долей миллисекунды, а частота следования от единиц герц до сотен мегагерц. Длительность паузы между импульсами тоже может меняться в широких пределах.

Любая периодическая последовательность импульсов может быть представлена суммой гармонических составляю­ щих. Постоянная составляющая и амплитудные значения гармонических составляющих, полученные в результате разложения в ряд Фурье, могут быть определены из сле­ дующих соотношений

пульса; Т — период следования импульсов; Um— ампли­ туда импульса; i — номер гармоники.

Определив из выражения (15.2) амплитуды гармоничес­ ких составляющих, получим частотный спектр импульсов прямоугольной формы, который бесконечен в области верх­ них частот и имеет нижнюю частоту, равную частоте следо­ вания импульсов. Отсюда можно сделать вывод, что для усиления импульсов прямоугольной формы с минимальны­ ми искажениями, необходимо обеспечить в усилителе рабо­

чую полосу частот, верхняя граница которой должна стремиться к бесконечности, а нижняя граница, для сохране­ ния постоянства вершины в течение длительности импуль­ са, должна стремиться к нулю. Практически реализовать усилитель с такой полосой пропускания невозможно. По­ этому на практике применяются усилители типа RC, в кото­ рых расширяется на сколько возможно рабочая полоса ча­ стот за счет специальных цепей частотной коррекции (УПТ для усиления импульсных сигналов не применяются изва наличия дрейфа нуля). Очевидно, что усилитель, усили­ вающий без искажений прямоугольные импульсы, приго­ ден для усиления импульсов другой формы.

Как указывалось в 14.7, при оценке искажений импульс­ ных сигналов пользуются переходной характеристикой (рис. 1.4). Так как частотные, фазовые и переходные иска­ жения сигнала обусловлены влиянием одних и тех же эле­ ментов схемы, то между частотной, фазовой и переходной характеристиками существует взаимная зависимость. В частности, длительность времени установления фронта, т. е. крутизна фронта переходной характеристики (область малых времен) определяется диапазоном верхних частот частотной характеристики, а спад вершины импульса (область больших времен) — диапазоном нижних частот частотной характеристики.

Частотная характеристика усилительного каскада ти­ па RC показана на рис. 1.4.2, а. Для расширения рабочей полосы в области верхних частот такого усилителя, как известно из 4.5, нужно уменьшать постоянную времени верхних частот т. Определив длительность фронта /ф им­ пульса для моментов времени, соответствующих уровням напряжения 0,1 и 0,9 от установившегося значения, полу­ чим /ф « 2,2 тв. Таким образом, при заданной длительнос­ ти фронта можно определить постоянную времени верхних

частот из выражения тв ^ т. е., чем меньше длитель­

ность импульса, тем выше качество усилителя импульсов. Для расширения рабочей полосы в области нижних час­ тот нужно, как следует из 4.4, увеличивать постоянную вре­ мени нижних частот тн. Как известно, в области нижних частот завал частотной характеристики определяется влия­ нием разделительного конденсатора усилительного RC-кас­ када. Поэтому для уменьшения спада вершины импульса следует увеличивать постоянную времени тр цепи связи одного каскада с другим. Кроме того, на нижних частотах

рабочего диапазона влияет также емкость конденсатора в цепи эмиттерной термостабилизации. Поэтому, постоянная времени нижних частот усилителя импульсов определя­

ется как тн = хрХэ , где тэ — постоянная времени цепи

тр Т тэ

эмиттера.

На практике для тн используется соотношение тн = = (10...50) tH.

15.2. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ИМПУЛЬСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

у Как уже указывалось, в импульсных усилителях наи­ большее применение получили усилительные каскады ти­ па /?С. Расширение рабочего диапазона в области нижних частот достигается применением корректирующей цепочки ЯфСф, которая уже известна из 3.3. В схеме усилителя с низкочастотной коррекцией (рис. 15.1, а) при понижении

Рис. 15.1. Принципиальные схемы импульсных усилителей

частоты увеличивается сопротивление цепочки ЯфСф. При этом увеличивается сопротивление нагрузки выходной це­ пи каскада, в результате чего, коэффициент усиления напря­ жения последнего с понижением частоты возрастает. Это возрастание компенсирует уменьшение коэффициента уси­ ления от влияния разделительного конденсатора Срг и кон­ денсатора цепи стабилизации Сэ.

Оптимальная коррекция вершины прямоугольного им­ пульса получается при выполнении равенства СфЯк = = Ср2#н- Сопротивление резистора развязывающего филь­ тра выбирается из условия R$ = (2...5) RK.

Коррекция частотной характеристики в области верх­ них частот рабочего диапазона усилителя осуществляется за счет включения в коллекторной цепи транзистора по­ следовательно с резистором небольшой индуктивности L

(порядка от единиц до сотен микрогенри) (рис. 15, б). Эта индуктивность совместно с емкостью нагрузки Сн обра­ зует для переменной составляющей сигнала параллельный колебательный контур. В области верхних частот благода­ ря этому контуру происходит увеличение сопротивления нагрузки каскада и увеличение коэффициента усиления напряжения последнего, в результате чего расширяется полоса пропускания каскада в области верхних частот и уменьшается время установления фронта усиливаемого импульса.

Контрольные вопросы и упражнения

1.Поясните принцип расширения рабочего диапазона им­ пульсного усилителя в области нижних частот.

2.Поясните принцип расширения рабочего диапазона им­ пульсного усилителя в области верхних частот.

ТРИГГЕРЫ

16.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

Триггером называется устройство, обладающее двумя состояниями устойчивого равновесия и способное скачком переходить из одного состояния в другое под воздействием внешнего управляющего сигнала.

Устойчивое равновесие характеризуется тем, что после слабого внешнего воздействия устройство возвращается

висходное состояние (токи и напряжения принимают вновь начальные значения).

Для перехода триггера из одного устойчивого состояния

вдругое необходимо, чтобы входной сигнал превысил неко­ торое пороговое значение. Процесс перехода триггера из одного устойчивого состояния равновесия в другое носит название опрокидывания, срабатывания или перебрасыва­ ния схемы.

Триггеры широко применяются в счетчиках и делите­ лях частоты, в качестве запоминающего элемента ЭВМ. Специальные триггеры используются также, как преобра­ зователи напряжения произвольной формы в прямоуголь­ ные импульсы, как устройства для увеличения длительности импульсов и т. п.

16.2.СИММЕТРИЧНЫЙ ТРИГГЕР

СВНЕШНИМ СМЕЩЕНИЕМ

Схема симметричного триггера с коллекторно-базовыми связями и внешним смещением представлена на рис. 16.1, а. Триггер представляет собой двухкаскадный усилитель с общим эмиттером, выход которого замкнут на вход. Связь между каскадами осуществляется с помощью сопро­ тивлений R\ и R2, включенных между коллекторами и ба­ зами транзисторов смежных каскадов.

Рис. 1G.1. Принципиальная и эквивалентная схемы симметричного триг­ гера с коллекторно-базовыми связями и внешним смещением

Емкости С1 и С2 называются ускоряющими, т. к. пред­ назначены для форсирования процесса переключения триг­ гера.

В любом из устойчивых состояний один транзистор от­ крыт, а другой — заперт. Причем, для повышения стати­ ческой устойчивости открытый транзистор находится в состоянии насыщения, а запертый— в состоянии отсечки. Состояние отсечки закрытого транзистора обеспечивается положительным напряжением внешнего источника £ б, которое через делитель RlRoi или R2RM приложено к ба­ зе этого транзистора. Насыщенное состояние открытого транзистора будет поддерживаться за счет выбора сопротив­

пульса положительной полярности на базу открытого транвистора.

Пусть в исходном состоянии транзистор VTI открыт и насыщен, а транзистор VT2 заперт. При подаче положи­ тельного импульса на базу VT1, начинается переход триг­ гера из одного состояния устойчивого равновесия в другое. Диаграммы напряжений для процесса опрокидывания тригера представлены на рис. 16.2. Переходный процесс в схе­ ме можно условно разделить на четыре этапа: рассасыва­ ния, подготовки, регенерации, установления напряжений на электродах схемы.

Рис. 16.2. Временные диаграммы напряжений опрокидывания сим­ метричного триггера

Значения напряжений схемы в промежуток времени /0 — t± соответствуют исходному состоянию. Потенциал на базе насыщенного транзистора отрицателен. Величина на­ пряжения ueiy близка к нулю. Напряжение икi на коллек­

приложенное к базе, имеет величину десятые доли вольта, что обеспечивает надежное запирание этого транзистора. Напряжение ик? на коллекторе запертого транзистора VT2 по величине близко к £ к.

Этап рассасывания определяется временем tp = t2 — t±. В течение этого промежутка времени происходит рассасы­

восстанавливает свои усилительные свойства. Токи и на­ пряжения в схеме (кроме тока i^) в течение tp неизменны.

В момент t2 начинается этап подготовки. В этот момент начинает уменьшаться коллекторный ток iK транзистора VT1 и напряжение ик\ на коллекторе становится более от­ рицательным. Изменение ик\ через С2 поступает на базу транзистора VT2 компенсируя запирающее напряжение на его базе.

Этап заканчивается в момент /3, когда приращение AuKi полностью компенсирует запирающее напряжение на базе VT2 и этот транзистор полностью восстанавливает свои усилительные свойства. Длительность /п этапа подготовки

ные свойства, т. е. общий коэффициент усиления К схемы Ki К2 » 1 (где Ki и К2 — коэффициенты усиления пер­ вого и второго каскада), и в схеме существует глубокая положительная обратная связь, то КР 1. Поэтому в те­ чение этапа регенерации происходит лавинообразный про­ цесс изменения токов и напряжений транзисторов, что при­ водит к концу этапа к опрокидыванию триггера, т. е. за­ пиранию транзистора VT\ и насыщению транзистора VT2. В течение /рег напряжение на конденсаторах С1 и С2 прак­ тически не изменяется.

Четвертый этап опрокидывания триггера — этап вос­ становления — начинается в момент t4запирания транзисто­ ра VT 1 и заканчивается установлением новых стационар­ ных значений токов и напряжений в схеме в момент /в.

Напряжение и*\ запирающегося транзистора VT 1 до­ стигает к моменту времени /6 по экспоненциальному закону уровня «—£ к» за счет тока заряда конденсатора С2, проте­ кающего через переход эмиттер — база насыщенного тран­ зистора VT2 и резистор R K\.

Длительность фронта /ф1 определяется суммой длитель­ ностей этапов подготовки /п, регенерации /рег и заряда кон­

противлением эмиттерного перехода насыщенного транзи­ стора VT2 по сравнению с R k2): /<J>I = /п + /per + 2,2тзар. Как следует из диаграммы напряжений на рис. 16.2, начало формирования фронта напряжения ик\ на коллекторе тран­ зистора VTX задерживается относительно начала запускаю­ щего импульса на время t3 1 равное длительности этапа рас­ сасывания, т. е. /з! = /р.

Для сокращения величин /ф1 и t3\ необходимо выбирать степень насыщения открытого транзистора возможно мень­ ше (без чрезмерного запаса), выбирать малый запас по запиранию второго транзистора, обеспечивать возможно большие значения амплитуды и крутизны фронта запускаю­ щих импульсов.

Длительность фронта /ф2 напряжения ик2 определяется промежутком времени /ф2 = /5 — /4. В течение этого вре­ мени ток базы /б2 открывшегося транзистора VT2 хотя и уменьшается по экспоненциальному закону по мере заря­ да конденсатора С2, но все время остается больше по вели­ чине тока насыщения базы этого транзистора. Поэтому ток коллектора /к2 транзистора VT2 непрерывно растет, а напря­ жение ик2 уменьшается по абсолютной величине и достигает

где fa — граничная частота транзистора для схемы вклю­ чения с общей базой; UсУЛ— напряжение на базе запертого транзистора в состоянии устойчивого равновесия.

Из диаграммы напряжений на рис. 16.2 видно, что нача­ ло формирования фронта напряжения ик2 задерживается

вого устойчивого равновесия в схеме заканчивается в мо­ мент /7 после окончания разряда конденсатора С1 через насыщенный транзистор VT2, источник смещения Еб и резисторы /?6i и R 1.

Для нового опрокидывания триггера необходимо подать вапускающий импульс положительной полярности на базу транзистора VT2.

Рис. 16.3. Временные диаграммы выход­ ных напряжений симметричного триггера

На практике интервалы времени fp, tn и ^рег достаточно малы по сравнению со значениями t$i и /ф2. Поэтому диаграммы выходных на­ пряжений ик\ и ик 2 имеют вид, пред­ ставленный на рис. 16.3.

Определим условия, при кото­ рых в триггере обеспечиваются два состояния устойчивого равновесия. Для этого построим эквивалентную схему триггера для одного из та­

ких состояний, например, когда VTI открыт и насыщен,, a VT2 находится в состоянии отсечки (рис. 16.1, б). Тогда, как указывалось в 14.3.1, транзистор VTI может быть пред­

Условие (16.1) должно выполняться в схеме при минималь­

Из схемы рис. 1.61, б можно найти выражение для тока fat

Условие (16.5), для устойчивой работы триггера в заданном диапазоне температур, должно выполняться при минималь­ ных значениях RK и р и максимальном значении / ко.

16.3.СИММЕТРИЧНЫЙ ТРИГГЕР

САВТОМАТИЧЕСКИМ СМЕЩЕНИЕМ

Недостатком рассмотренного варианта триггера явля­ ется необходимость специального источника смещения. Потому если применение этого источника нежелательно, можно использовать триггер с автоматическим смещением (рис. 16.4, а). Напряжение смещения здесь создается за счет падения напряжения на сопротивлении R 3 при про­ текании через него тока эмиттера насыщенного транзисто-

Рис. 16.4. Принципиальная и эквивалентная схемы симметричного триггера с коллекторно-базовыми связями и автоматическим смещением

ра. Конденсатор Сэ величиной 1000...5000 пФ служит для устранения нежелательной отрицательной обратной связи при опрокидывании триггера.

Принцип работы при опрокидывании аналогичен прин­ ципу работы схемы рис. 16.1, а. Определим условия суще­

ствования двух состояний устойчивого равновесия. Пусть например, транзистор VT1 открыт и насыщен, VT2 нахо­ дится в состоянии отсечки. Эквивалентная схема этого со­

«1*э1 и /К 1 /2> что обычно имеет место в схеме, то решая,

совместно приведенные выше уравнения получим

R B^ K — Re (RB + RK) 1ко

Условие (16.7) должно выполняться при минимальных зна­ чениях R3 и максимальном значении / ко, соответствующем,

X + l).C учетом (16.8) найдем значение сопротив­

ления резистора R6, обеспечивающего насыщение открытого

I-) - В/?б RK .

транзистора R <

Недостаток рассмотренной схемы триггера состоит в уменьшении амплитуды выходных импульсов, из-за паде­ ния напряжения на резисторе R 3. Кроме того, мощность,

рассеиваемая на этом резисторе, значительно превосходит мощность, потребляемую цепями смещения от источника Еб, в схеме триггера с внешним смещением.

16.4.СИММЕТРИЧНЫЙ ТРИГГЕР

СНЕЛИНЕЙНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ

Как указывалось в 16.2, время опрокидывания схемы уменьшается, а быстродействие триггера повышается, если уменьшить время, затрачиваемое на этапе рассасывания. Это может быть достигнуто, если открытый транзистор в триггере будет находиться на границе насыщения, что, как следует из 14.3.3, можно обеспечить, применив в схеме нелинейную обратную связь.

Рис. 16.5. Принципиальные схемы симметричного триггера с повы­ шенным быстродействием

Схема триггера с нелинейной обратной связью представ­ лена на рис. 16.5, а. Триггер выполняется симметричным,

Так как транзистор должен работать на границе насыще-

При расчете сопротивления г напряжение на коллекторе от­ крытого транзистора выбирают обычно в пределах | 0 К| = = (0,5...0,75) В. Величину сопротивления резистора R' определяют как R' = (R — г), где R — величина сопротив­ ления, определенная из условия (16.5). Недостаток схемы состоит в уменьшении нагрузочной способности и помехо­ устойчивости триггера из-за работы транзисторов на гра­ нице насыщения.

16.5.СИММЕТРИЧНЫЙ ТРИГГЕР

СЭМИТТЕРНЫМИ ПОВТОРИТЕЛЯМИ

Максимальная частота переключения триггера может быть повышена введением в схему эмиттерных повторите­ лей на транзисторах VT3 и VT4 рис. 16.5, б.

Эмиттерные повторители позволяют лучше согласовать входные и выходные сопротивления каскадов триггера, вследствие чего общий коэффициент усиления повышается и процесс регенерации схемы ускоряется, т. е. уменьшается время регенерации /рсг. Кроме того, заряд конденсаторов С1 и С2 проходит не через сопротивления RK\ и /?к2, как это имело место в рассмотренных выше схемах, а через невысо­ кие выходные сопротивления эмиттерных повторителей, что заметно уменьшает длительность фронтов выходных напряжений триггера.

Триггер с эмиттерными повторителями мало критичен к параметрам схемы и транзисторов, что определяет его большую эксплуатационную надежность.

Определим условия, обеспечивающие существование двух состояний устойчивого равновесия схемы.

Пусть в исходном состоянии VT2 закрыт, a VTI — от­ крыт и насыщен. Условие насыщения VT1

Ток коллектора /кн насыщенного транзистора VT\ ра-

максимальное напряжение на выходе эмиттерного повторителя, выполненного на транзисторе УТЬ). Поэтому условие (16.11) можно переписать, как

(16Л2>

Напряжение на выходе V74 определяется из выражения

где /эшах — максимальный выходной ток эмиттерного пов­ торителя на транзисторе VT4. Принебрегая падением на­ пряжения на эмиттерном переходе транзистора VT4 запи­ шем

где /б щах — максимальный входной ток эмиттерного повтори-

с учетом условия (16.12) можно определить, что насыщение открытого транзистора симметричного триггера, произой­

Если построить эквивалентную схему триггера для при­ нятого состояния устойчивого равновесия так, как это было сделано в 16.2, то 1 1 б2 будет равно

С учетом условия (16.15) из последнего выражения получим

Е^ Яб ^ 7^". Таким образом, условие запирания рассматри­

ваемого триггера такое же как и схемы на рис. 16. 1, а.

16.6. СИММЕТРИЧНЫЙ ТРИГГЕР С ФИКСИРУЮЩИМИ ДИОДАМИ

Симметричные триггеры, в которых открытые транзисто­ ры работают в режиме насыщения, мало чувствительны к колебаниям температуры окружающей среды, нестабиль­ ности напряжения питания и параметров схемы. Однако форма выходного напряжения этих схем отличается от прямоугольной из-за большой длительности фронтов £ф1 и. *Ф2 (рис. 16.2).

Рис. 16.6. Принципиальная схема и временные диаграммы симмег ичного триггера с фиксирующими диодами

Д ля сокращения длительности фронтов в схеме триггера может быть применено дополнительное напряжение смеще­ ния Еф, которое подключается через диоды VD\ и VD2 к коллекторам схемы (рис. 16.6, а). При отпирании любого транзистора, напряжение на его коллекторе становится более отрицательным.

При достижении коллекторным напряжением значения £ ф, соответствующий диод VD1 или VD2 открывается и потенциал коллектора фиксируется на уровне «—£ф » (рис. 16.6, б). Как следует из этого рисунка, длительность фронтов коллекторных напряжений рассматриваемой схе­ мы значительно меньше, чем схемы без фиксирующих дио­ дов (уровни напряжений для этого случая показаны пунк­

тирной линией), т. е. 4>i < и 4>з< 4>2- Например, если на практике уровень Еф выбран из условия £ ф = 0,6 £ к, то длительность фронта напряжения £ф1 сокращается примерно в три раза.

Принцип действия рассматриваемой схемы и условия существования двух состояний устойчивого равновесия для нее такие же, как и для схемы триггера, описанной в 16.2.

16.7.ТРИГГЕР НА ТРАНЗИСТОРАХ

СПРОВОДИМОСТЬЮ РАЗНОГО ТИПА

Схема, обладающая двумя состояниями устойчивого равновесия, может быть также построена с применением транзисторов с разным типом проводимости — р — п — р

и п — р — п (рис. 16.7). В отличие от рассмотренных схем

вэтом триггере оба транзистора находятся либо в закрытом состоянии, либо в состоянии насыщения. При этом напряже­

зу VTI отрицательного потен­ циала относительно его эмиттера. Таким образом в схеме обес­ печивается существование состояния устойчивого равновесия.

Если же транзистор VTI открыт, то через этот транзи­ стор и резистор R2 протекает ток базы транзистора VT2, что открывает этот транзистор. Выбрав соответствующую величину сопротивления резистора R2, можно обеспечить в цепи базы транзистора VT2 ток /б2 , необходимый для его насыщения: /б2 ^ /бН. Переход транзистора VT2 в режим насыщения приводит к протеканию через него и резистор

лесообразным ее применение в тех случаях, когда триггер в течение основного времени должен находиться в одном состоянии и лишь кратковременно в другом.

Применив триггер, транзисторы которого в течение ос­ новного времени закрыты, можно обеспечить малое потреб­ ление энергии от источника питания.

16.8. СХЕМЫ ЗАПУСКА СИММЕТРИЧНЫХ ТРИГГЕРОВ

Триггер может работать в двух режимах запуска: в ре­ жиме раздельных входов и в режиме счетного входа.

Врежиме раздельных входов опрокидывание схемы осу­ ществляется при подаче импульсов одной полярности на базу каждого транзистора поочередно (рис. 16.8) либо при подаче импульсов чередующейся полярности на базу одно­ го из транзисторов.

Врежиме счетного входа импульсы одной полярности поступают одновременно на базы (рис. 16.9) или коллекто­ ры (рис. 16.10) обоих транзисторов.

Обычно для запуска триггеров используются импульсы прямоугольной формы, которые преобразуются при помощи дифференцирующих цепей # ДСДв два разнополярных остро­ конечных импульса как было показано в 13.1. Так как в обоих режимах запуска обычно используются импульсы одной полярности, то импульсы обратной полярности, ко­ торые могут вызвать ложное срабатывание схемы, отсе­ каются при помощи диодов VD1 и VD2.

Недостаток схемы запуска в режиме раздельных входов (рис. 16.8) состоит в наличии дополнительного источника Е см, который запирает диоды VD 1 и VD2 до подачи на вход схемы запускающего импульса и, как следствие, в необхо­ димости повышения амплитуды запускающих импульсов.

Наибольшее применение на практике получили схемы запуска в режиме счетного входа. Рассмотрим процесс оп­ рокидывания схемы рис. 16.9. Пусть в исходном состоянии устойчивого равновесия транзистор VTI открыт и насыщен,

этом открыться не сможет, т. к. на его базе также действу­ ет входной запирающий импульс.

- Следует отметить, что диод VD2 открывается сразу после начала действия запускающего импульса только при достаточно большой амплитуде последнего. При малой амп.

литуде диод VD2 вначале остается закрытым, т. е. потенци­ ал его анода может оказаться меньше потенциала катода. В этом случае, после окончания рассасывания избыточных носителей заряда в базе транзистора VT1 потенциал его коллектора становится более отрицательным и диод VD2 открывается.

Большое значение для надежного срабатывания схемы триггера имеет длительность запускающего импульса. При очень коротком импульсе за время его действия открытый транзистор может не успеть выйти из состояния насыщения и триггер не опрокинется. При импульсе очень большой

длительности затягивается начало процесса регенерации после выхода из состояния насыщения и запирания откры­ того транзистора. Оптимальной следует считать длитель­ ность запускающего импульса, которая несколько превыша­ ет время, необходимое для запирания открытого транзис­ тора.

Итак, мы определили, под действием запускающего им­ пульса оба транзистора триггера оказываются в закрытом состоянии. В момент окончания запускающего импульса диоды ]/Д\ и УД2 закрываются и транзисторы VT1 и VT2 стремятся открыться, т. е. через их входные цепи начина­

в исходном состоянии конденсатор С1 был заряжен вход­ ным током насыщенного транзистора V T 1, а С2 был разря­ жен через выходную цепь этого транзистора, то Uc\ Uc2 и, следовательно, в момент окончания запускающего им­

При коллекторном запуске запускающий импульс че­ рез диоды VD1 и VD2 и конденсаторы С1 и С2 поступает на базы транзисторов, вызывая процесс опрокидывания схе­ мы, аналогичный рассмотренному. Особенность этой схе­ мы запуска (рис. 16.10) состоит в том, что при опрокидыва­ нии триггера происходит повышение потенциала открываю­ щегося транзистора и запирание соответствующего диода VD 1 или VD2, что отключает источник запускающих им­ пульсов от схемы и исключает влияние последнего на работу триггера в процессе регенерации. Вместе с тем, схема кол­ лекторного запуска менее чувствительна к величине ампли­ туды запускающего импульса, чем схема базового запуска. По остальным параметрам обе схемы счетного входа прак­ тически равноценны.

16.9.НЕСИММЕТРИЧНЫЙ ТРИГГЕР С ЭМИТТЕРНОЙ СВЯЗЬЮ

Для преобразования сравнительно медленно меняюще­ гося напряжения произвольной формы (чаще всего синусо­ идальной) .в импульсы прямоугольной формы применяют­ ся несимметричные триггеры с эмиттерной связью (тригге­ ры Шмитта).

Это условие должно выполняться при минимальных значе­ ниях R 3 и максимальной рабочей температуре, т. е. при максимальном /ко.

Транзистор VT\ будет находиться в состоянии насы­ щения, если

С учетом условия (16.18) для величины сопротивления ре­ зистора /?1 найдем

РЯк.*2

(16.19)

R2 + рR3

Теперь рассмотрим второе состояние устойчивого рав­ новесия схемы, когда VTI закрыт, a VT2 — открыт и на­ сыщен.

Надежное запирание транзистора V T 1 будет обеспечено, если разность падения напряжения на транзисторе VT2 и резисторе R3 создает во входной цепи VT1 ток базы tei,со­ ответствующий его запертому состоянию, т. е. если let = /ко- Как нетрудно убедиться, это произойдет при выполнении

Тогда учитывая величину #1 из выражения (16.19), най­ дем значение сопротивления резистора R2, необходимую для надежного запирания транзистора VTI во втором состоянии устойчивого равновесия

Условие (16.20) должно выполняться при минимальных зна­ чениях R9 и максимальном / ко.

Для нахождения условия насыщения транзистора VT2 построим эквивалентную схему только для правой части схемы рис. 16.11, а во втором состоянии устойчивого рав­ новесия (рис. 16.11, в).

Насыщение транзистора произойдет, если

Нагрузка триггера с эмиттерной связью обычно подклю­ чается к коллектору правого транзистора. Поэтому амплиту­

Преимущество схемы состоит в том, что он меняет каж­ дый раз свое состояние при достижении изменяющимся входным напряжением f/BXнекоторых пороговых значений. Причем порог срабатывания триггера можно регулировать простым путем, изменяя, например, величину напряжения смещения на базе транзистора VT2.

Контрольные вопросы и упражнения

1.Определите величину сопротивления резистора /?5, обес­ печивающего запирание транзистора, и величину сопро­ тивления резистора /?, обеспечивающего насыщение

транзистора в симметричном триггере с внешними смеще­

ном триггере с эмиттериыми повторителями.

3.Охарактеризуйте все функции, выполняемые ускоряю­ щими конденсаторами в симметричных триггерах.

4.Почему схема триггера с эмиттерной связью не явля­ ется симметричной?