книги / Радиоприемные устройства.-1
.pdfвходных сигналов, где ПЧ не вносит нелинейных искажений, является одним из наиболее важных его параметров;
2) рассчитав в соответствии с определениями или измерив параметры эквивалентного преобразователю четырехполюсника в режиме преобразова ния частоты (см. рис. 5.3), можно использовать известные расчетные соотно шения для основных параметров преобразовательного каскада в терминах че тырехполюсника (см. (2 .36)-(2 .39), (4.21)):
а) коэффициента передачи по напряжениюК = ~ |
21 пр |
|
|||||||||||
+ У |
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Упп |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
22пр |
н |
||
б) максимального коэффициента передачи по |
мощности в режиме согла |
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
I у |
\2 |
|
|
|
||
сования на входе и выходе Кртах |
1 |
21пр1 |
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
^ 11п р ^ 22п р |
|
|
||||
в) входной проводимости |
Увх - Уlinр |
Y |
Y |
|
|
||||||||
----------------ГГ |
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
*22пр+ |
н |
|
|
г) выходной проводимости ГВЬ1Х = |
У22пр - |
Y21 пр Y 12 пр |
|
||||||||||
----- —— |
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 1 п р |
Г |
|
|
3) |
коэффициент преобразования/^ может быть найден из (5.14) : напря |
||||||||||||
жение промежуточной частоты на нагрузке ПЧ с эквивалентным сопротивлени |
|||||||||||||
ем для тока промежуточной частоты Я э равно Umnp= / тпр |
= ^ ln p ^ /m c * |
||||||||||||
откуда в соответствии с (5.4): |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
I и тппр |
|
|
R |
; |
|
|
|
|
(5.15) |
||
|
К пр = |
|
= |
21пр |
|
|
|
|
|||||
|
I и |
|
|
э * |
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
4) |
для повышения эффективности преобразования частоты, т.е повыше |
||||||||||||
ния Я"пр |
(см. (5.15)), следует увеличивать У21Щ) и, следовательно, амплитуду |
||||||||||||
первой гармоники колебания крутизны Sm { , так как по определению |
|||||||||||||
|
Y21пр |
1 |
Sm4 l |
|
|
|
|
|
|
|
|
(5.16) |
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
Таким образом, в преобразовательных элементах необходимо создать ин |
|||||||||||||
тенсивное изменение крутизны |
5 (г) при работающем гетеродине так, чтобы |
||||||||||||
колебание S (t) |
имело как можно большую амплитуду первой гармоники Sm ^ |
||||||||||||
5) |
так как |
амплитуда л-й гармоники колебания S (t) |
уменьшается с рос |
||||||||||
том номера гармоники, то К |
для ПЧ на гармониках гетеродина оказывается |
меньше, чем при преобразовании на первой гармонике (5.16).
Входные и выходные проводимости ПЧ, как следует из (5.10), (5,11), определяются постоянными составляющими колебаний &вх (0 и G (t): GBx0 и GQ . Для повышения усиления ПЧ и уменьшения шунтирующего действия на
Рис» 5 А
колебательные системы эти проводимости следует уменьшать, выбирая соот ветствующие преобразующие приборы и режимы их работы.
Рассмотрим возможности предельного увеличения основного параметра
ПЧ - его коэффициента преобразования. Пусть крутизна S = |
------ характерн |
|
е е |
стики выходного тока /2 от управляющего напряжения мс = и имеет вид, ана логичный представленному на рис. 5.4. Для наглядности «аппроксимируем S(u) с помощью кусочно-линейной зависимости (штриховая линия на рис.5.4)»
На |
рис. 5.5 |
приведена диаграмма работы ПЧ и найдена амплитуда Sml *= |
|
= |
(5___ |
S . ) / 2 9 где S ov , S . - соответственно максимальное и мини- |
|
мальное значения гармонического колебания крутизны S (г). |
|
||
|
Таким образом, для увеличения Sml , а следовательно, и У21 |
необхо |
дим такой режим работы нелинейного элемента в ПЧ, при котором величина S v была бы максимально возможной (S* ) для используемого электронного прибора, a omin —максимально возможной (в пределе равной нулю) .Ю г - да в соответствии с изложенным находим:
S |
. v |
max' 7 |
Y |
lnpmax |
= s |
12 = S f /4 |
|
|
m l шах |
2 |
|
типах' |
max' * |
Рис. 5.6
Из последнего выражения следует, что усилительная способность для про цесса преобразования частоты заметно ниже (в лучшем случае в четыре раза) , чем усилительная способность для процесса усиления, при условии использо вания одного и того же электронного прибора (предполагается, что в обоих случаях обеспечивается максимальное значение крутизны характеристики *^max)‘ На Рис* ^ «6 приведена диаграмма работы ПЧ в случае достижения Smimax* Пользуясь очевидными построениями,по известной характеристике S(u) конкретного прибора можно определить требуемые оптимальные величи ны смещения ^ CMOpt и амплитуды колебания гетеродина UmTOpt (см.рис.5.6) .
Диаграммы работы ПЧ соответствуют режиму работы без отсечки тока /*2 нелинейного элемента. Однако выбрав соответствующие Есм и UmT , мож но перейти к режиму работы с отсечкой тока нелинейного элемента (рис.5.7, где в —угол отсечки). Колебание^*) в этом случае приобретает форму усе ченных косинусоидальных импульсов, а для вычисления амплитуды первой гармоники S (г) следует воспользоваться разложением таких импульсов в ряд Фурье. Известно, что амплитуда первой гармоники импульса, величина ко
торого равна 5 ^ |
, имеет вид S |
= |
а г^ в )9где ai W |
“ коэффициент |
Берга для первой гармоникич Тогда в соответствии с (5.16) |
и последним вы- |
|||
ранением Г21пр = ^ ах- >7(*> |
|
|
|
|
Зависимость |
— г........ приведена на рис. 5.8. Как видно, при в = 120° |
У21пр имеет максимум, превышающий максимальное |
значение ^ш рш ах в |
режиме без отсечки тока нелинейного элемента (в = 1 |
8 0 °).Однако следует |
173
учитывать, что режим с отсечкой приводит к появлению побочных каналов приема на гармониках гетеродина (см. § 1.2), поэтому его применение оправ дано только в случае достаточного подавления таких каналов в преселекторе РПУ.
Как указывалось, тот или иной режим работы ПЧ определяется выбором величин ЕсМ и UmT На рис. 5.9 показан характер типичной зависимости
У_ |
от U |
|
при |
S* |
= co n st.При |
малых U „ПЧ работает |
без |
отсечки |
||
21пр |
mr |
г |
шах |
г |
тг |
г |
|
|
оп- |
|
тока, так что с ростом Umr величина |
У21пр возрастает (см. рис, 55). При |
|||||||||
тимальтном |
использовании нелинейного элемента без отсечки Y - 1_ = S * |
l 4 |
||||||||
и 0 = |
0 |
|
|
|
|
|
х |
1 пр |
шах |
|
180 |
. После перехода в режим с отсечкой У21пр продолжает |
возрас |
||||||||
тать и достигает максимума, равного |
S ^ ^ /тг. При |
дальнейшем |
увеличении |
|||||||
Umr значение |
У21пр уменьшается,что объясняется уменьшением угла отсечки |
|||||||||
и соответствующим падением Sml |
|
|
|
|
|
Режим с отсечкой не дает заметного увеличения У21пр , так как [в режиме без отсечки указанный параметр уменьшается сравнительно с максимальным значением лишь в 4/яг раз. Этот режим, однако, имеет следующее достоинст во — малую зависимость ^ 21пр от амплитуды колебания гетеродина. В про стых схемах гетеродинов амплитуда U в широком частотном диапазоне может значительно изменяться, что приводит к нестабильности коэффициента
преобразования при перестройке РПУ. В режиме с отсечкой |
(область АБ на |
|
рис. 5.9) из-за уплощения характеристик У2 |
= /(1 /тог) |
эти изменения не |
велики. |
|
|
5 3. Влияние характеристик гетеродина на работу преобразователя частоты
Вкачестве гетеродинов в РПУ используют маломощные автогенераторы на транзисторах, электронных лампах, твердотельных двухполюсных полупро водниковых приборах (на СВЧ), клистронах (на СВЧ), а также устройства синтеза частот. Схемы и устройства автогенераторов рассматриваются в курсе Радиопередающие устройства” (сведения о синтезаторах частот приводятся там же, а также в главе 9). Поэтому мы рассмотрим лишь вопросы влияния характеристик гетеродинов на работу РПУ.
Вобщем случае к гетеродинам предъявляются следующие требования:
1)обеспечение требуемой для эффективного преобразования частоты ин тенсивности генерируемого колебания (напряжения, мощности);
2) постоянство его уровня, так как изменение величины U приводит к изменению крутизны преобразования;
3) стабильность частоты колебания при действии различных дестабилизи рующих факторов: температуры, влажности, старения, напряжения питания, механических воздействий, радиации и т.д. Как следует из (5.5), абсолют ное изменение частоты гетеродина вызовет такое же изменение преобразован ной частоты со . Это может привести к изменению положения спектра полез ного колебанияв наиболее узкополосном тракте РПУ (тракте промежуточной частоты), так что со^ окажется на равной промежуточной частоте РПУ соп
(рис. 5.10). В результате при малых уходах Асо возникает искажение спект ра сигнала и, следовательно, модулирующей функции после его детектирова ния. При больших уходах может произойти ’выпадание” сигнала из тракта промежуточной частоты, что приводит к полному прекращению приема вы бранного сигнала. В настоящее время достигнута следующая относительная не стабильность частоты различных видов гетеродинов: простейшего с.колеба тельным контуром - (1 0 “ 3-1 (Г 4);с кварцевым резонатором - (1(Г 5-1 (Г * ), с кварцевым резонатором и термостатированием —10" 7; синтезатора частот — (И Г 7 - 10"8);
4) обеспечение требуемой формы колебания гетеродина: одногармониче ской с малым содержанием высших гармоник; импульсной (например, типа "меандр’О и т.д. Появление гармоник в спектре напряжения гетеродина при недостаточной избирательности преселектора усиливает прием помех по побоч ным каналам на гармониках гетеродина. Однако в случае высокоэффектив ных преселекторов (например, неперсстраивэемых, с высокой избирательно стью по всем возможным побочным каналам приема) допустимо применение прямоугольной формы колебания гетеродина, что способствует расширению динамического диапазона ПЧ.
5)выполнение всех требований в заданном диапазоне частот. При увеличе нии промежуточной частоты, например в инфрадютных РПУ, коэффициент пе рекрытия диапазона гетеродина уменьшается, что облегчает его перестройку, особенно при использовании электронного управления частотой гетеродина;
6)устойчивая (без срывов) генерация при действии дестабилизирующих факторов в заданном частотном диапазоне;
7)малые собственные шумы;
8)высокая экономичность и т.д.
При работе гетеродина любого вида наряду с основным колебанием, как правило, создается паразитное широкополосное колебание флуктуационной природы, обусловленное различными физическими процессами в компонентах генераторов (прежде всего дробовыми). На рис. 5.11 приведена спектральная характеристика шумов гетеродина и АЧХ |колебательной системы К (/) (контура, резонатора, отрезка длинной яинии),*используемой в генераторе. Если колебания шумов, отстоящих от частоты колебания гетеродина / на ве личину / , не подавляются его избирательной системой, то шумы гетеродина в полосе тракта основной избирательности П (зоны А и В на RHC. 5.11) будут преобразованы в промежуточную частоту РПУ и, таким образом, ухудшат от ношение С/Ш.
Для борьбы с преобразованием шумов гетеродина в тракт промежуточ ной частоты используют: а) повышение конструктивной добротности его ко лебательной системы, что приводит к ослаблению уровня шумов в зонах А и В (см. штриховую кривую на рис. 5.11); б) увеличение промежуточной час тоты , что при неизменной АЧХ колебательной системы гетеродина также повышает ослабление флуктуаций; в) специальные виды ПЧ (балансные), где преобразованные шумы гетеродина компенсируются и в тракт промежуточной частоты попадают значительно ослабленными.
5.4. Транзисторные преобразователи частоты
Для управления характеристикой крутизны S (г) транзистора возможны различные варианты включения источников UQ( t ) , ит(f) и отбора энергии на частоте соп . Последовательное включение двух источников и (О и и ( 0 с переходом эмиттер-база биполярного транзистора (рис. 5.12,а, Ь) менеегпред почтительно, чем включение в цепь различных электродов двухзатворного полевого транзистора (рис. 5.12, в ) . Электрическая ’’изоляция” цепей сигнала и гетеродина способствует уменьшению взаимосвязей настройки их контуров, устранению "просачивания” колебания гетеродина в антенну РПУ. Взаимо-
Рис. 5,12
Рис. 5 ЛЗ
связь настроек обусловлена изменением в процессе перестройки контуров ре активных сопротивлений, вносимых из одного контура (сигнального) в дру гой (гетеродинный), и наоборот. При изменении реактивных сопротивлений, как извесшо, происходит смещение резонансных частот контуров, что затруд няет согласование их настроек в диапазоне частот. Для уменьшения взаимо связей настроек целесообразно повысить промежуточную частоту, использо вать преобразование на гармониках гетеродина, что увеличивает разнос резо нансных частот сос и <ог и вследствие этого уменьшает их взаимное влияние. Хорошие результаты получены для схемы ПЧ, где контуры сигнала и гетероди на включены в разные диагонали сбалансированной мостовой схемы (рис. 5.13), однако точный баланс (2 Х%А = Z 2Z3) в шиРоком диапазоне час тот трудно обеспечить.
В простейших транзисторных ПЧ наилучшие результаты дает следующая схема включения источников сигнала и гетеродина: сигнала — в цепь базы (затвора), гетеродина - в цепь эмиттера (истока) (рис. 5.12, б). При этом транзистор для сигнала включен по схеме с общим эмиттером (истоком), а
О+Е
(
О
В
Рис. 5.15
для гетеродина —с общей базой (затвором), так как сопротивления контуров на частотах, отличных от их резонансных частот, малы.
На рис. 5.14, й приведена простейшая принципиальная схема ПЧ на бипо лярном транзисторе, содержащая отдельный гетеродин (на рис. 5.14 не пока зан). Возможно совмещение смесителя и гетеродина на основе использования одного и того же транзистора, однако различия в оптимальных режимах рабо ты транзистора как гетеродина и смесителя делают такой способ менее эффек тивным, чем разделение гетеродина и смесителя {ПЧ с отдельным гетероди ном). На рис. 5.14, б дана схема ПЧ на двухзатворном полевом транзисторе.
Расчет характеристик ПЧ, собранных по схемам, приведенным на рис.5.8, может быть выполнен по формулам § 5.2, если известны параметры y.fcnp. Для ориентировочных расчетов в области частот, где инерционные свойства транзистора не проявляются, возможно использование упрощенных связей У(кпр с Y.k транзисторов в режиме усиления: 1^21пр I ^ (0,25-0,30) \Y2l |
а \ 1 “ '(0,4-0,8)0,, .С ггда-(0,4-0,8)С 22
Схема ПЧ на основе транзисторного перемножитепя приведена на рис.5.15. При малых величинах Uy « UT (UT —тепловой потенциал) зависимость вы ходного напряжения С/вых дифференциальной пары VT1, VT2 имеет вид
(5-17)
(5.18)
Крутизна усилителя может регулироваться путем изменения напряжения U2 . Если для транзистора VT3 выполнить неравенство /эЛ ;» £ / б , то
l - O i - |
О Вых |
и г ** I R 3 . |
(5.19) |
Выражая / из (5.19) и подставляя его в (5.18), (5.17), получаем уравне ние, описывающее работу перемножителя (см. (5.1)) : U' - A U U , где
A = R J U TR 3
На рис. 5.16 приведена схема балансного транзисторного ПЧ.Напряжение гетеродина, управляющее транзистором VT3, прикладывается к эмиттерам транзисторов VT1 и VT2 в фазе. Напряжение сигнала, снимаемое с катушки связи L1 , управляет этими же транзисторами противофазно. Ток коллектора
транзистора VT3 равен 1к з = |
/э1 + / э2 , где / , /э2 —токи эмиттеров тран |
зисторов VT1 и VT2. Тогда если под действием напряжения сигнала транзис |
|
тор VT1 открывается и ток / |
увеличивается, то транзистор VT2 закрывает |
ся, а ток эмиттера / э2 уменьшается на такую же величину. Противоположные изменения токов коллекторов VT1 и VT2 в катушке L2 приводят к удвоен ному сравнительно с обычным ПЧ (например, по схемам рис. 5.14) значению ЭДС, наводимой в катушке L3. Так как / к Ззависит от напряжения гетероди на, то на выходе возникает напряжение с преобразованной частотой сигнала. К достоинствам балансной схемы ПЧ, помимо удвоенного значения коэффици ента передачи, относятся: подавление колебания гетеродина на выходе ПЧ, так как токи частоты гетеродина в катушке 12 направлены навстречу другдругу; ослабление шумов гетеродина, так как к VT1 и VT2 колебание шума при ложено в фазе, вследствие чего шумовые токи транзисторов в контуре L2, С2 противофазны. Значительно ослаблено также "пролезание” шумов гетеро дина во входной контур. Как и в усилительных двухтактных схемах, в баланс ных ПЧ подавляются четные гармоники входного сигнала, что повышает линейность преобразователя.