Учебное пособие 800495
.pdfлоговых источников информации зачастую слишком избыточны и требуют сжатия.
С выхода кодера источника данные поступают на передатчик БСС, в котором выполняется канальное кодирование данных и цифровая модуляция. Процедура канального кодирования состоит в добавлении некоторой избыточности в цифровую последовательность данных источника информации. На стороне приемника БСС избыточность может быть использована для обнаружения и исправления ошибок в принимаемых данных. Простейшим примером канального кодирования является передача одних и тех же данных несколько раз, в этом случае на приемной стороне решение принимается при помощи мажоритарной системы (по принципу большинства). В некоторых случаях передающая система содержит дополнительный блок кодирования, в котором выполняется шифрование передаваемых данных. Под шифрованием понимаются операции преобразования информации из открытой в закрытую и обратно с целью ограничения доступа к передаваемой информации при передаче по открытым каналам связи.
Под каналом связи понимается физическая среда, в которой происходит распространение информационного сигнала. При беспроводной связи в качестве такой среды выступает свободное пространство. Передаваемый по каналу связи сигнал подвержен аддитивному, межсимвольной интерференции, затуханию, воздействиям промышленных и атмосферных помех и другим факторам, которые вносят искажения в передаваемый сигнал. Более подробно данные факторы и их учет при проектировании БСС рассмотрены в п. 1.2.2.
Приемная часть БСС содержит системы синхронизации с принимаемым сигналом, цифровой демодулятор, системы канального декодирования, дешифрования сигнала и интерфейс выдачи полезных данных пользователю. При необходимости на приемной стороне системы связи реализуется преобразование цифрового сигнала в аналоговую форму. Как правило, приемная часть системы связи является более сложной в сравнении с передающей частью. Это вызвано в первую оче-
11
редь необходимостью синхронизации с принимаемым сигналом по частоте и фазе несущего колебания, по частоте следования импульсов (символьной частоте), по словной и кадровой частоте. Реализация блоков канального декодирования сигнала более затратная с точки зрения вычислительных ресурсов, чем кодирования сигнала в передатчике. Зачастую приемная часть системы связи вынуждена работать при очень низких отношениях сигнал/шум, что требует от разработчика реализации наиболее эффективных методов ЦОС.
В зависимости от типа и назначения БСС выделяют каналы симплексные, полудуплексные и дуплексные. При симплексной организации канала связи данные передаются только в одном направлении. Примерами симплексных цифровых систем связи являются сети цифрового радио- и телевещания, линии телеметрического контроля и т. д. Дуплексный режим работы системы связи позволяет передавать данные в обоих направления одновременно за счет физического разделения сигналов (частотное, кодовое, пространственное, поляризационное разделение). В полудуплексном режиме работы системы связи происходит временное разделение потоков данных, при этом сигналы передаются по одному каналу связи в разное время.
1.2.2. Характеристики беспроводных систем связи
Одной из основных характеристик БСС является пропускная способность канала связи С. Данная характеристика для канала связи с аддитивным белым гауссовым шумом (АБГШ) является функцией средней мощности принятого сигнала S, средней мощности шума N и ширины полосы пропускания W. Верхняя граница пропускной способности канала связи определяется теоремой Шеннона-Хартли [4]:
C =W log2 |
|
+ |
S |
|
|
1 |
|
, |
(1.2) |
||
|
|||||
|
|
|
N |
|
где С - пропускная способность канала связи, бит/сек; W- ши-
12
рина полосы пропускания системы, Гц; S - средняя мощность принятого сигнала, Вт; N - средняя мощность шума, Вт.
Теоретически информация по каналу связи может быть передана со сколь угодно малой ошибкой при любой скорости передачи данных R, удовлетворяющей условию R < С, что достигается при помощи использования сложных методов кодирования. В случае, если R > С, передача данных со сколь угодно малой вероятностью ошибки невозможна.
При сравнении различных видов модуляции обычно оперируют не соотношением сигнал/шум, а отношением энергии бита к плотности мощности шума, которая определяется следующим образом:
|
Eb |
= |
S W |
|
|||
|
|
|
|
|
, |
(1.3) |
|
|
|
|
|
||||
|
N0 |
|
N R |
|
|||
где Eb - энергия бита, Вт/бит/сек; |
N0 |
- плотность мощности |
шума, Вт/Гц.
Таким образом, выражение верхней границы пропускной способности канала связи может быть модифицировано:
Eb |
= |
W |
2C W −1. |
(1.4) |
|
|
N0 C
На рисунке 1.3 показан график зависимости отношения нормированной полосы пропускания сигнала W / C от отношения энергии бита к плотности мощности шума Eb / N0 . Как
видно из рисунка, существует нижнее предельное значение Eb / N0 , при котором ни при какой скорости передачи нельзя осуществить безошибочную передачу информации. Это значение Eb / N0 называется пределом Шеннона:
Eb = ln(2)= −1,59дБ.
N0
13
Асимптота Ln(2)= 1,5917 дб
Рис. 1.3. Зависимость нормированной полосы пропускания канала от отношения энергии бита к плотности мощности шума
Шеннон теоретически доказал существование кодов, которые могут улучшить вероятность битовой ошибки или снизить требуемое значение Eb / N0 от уровней некодирован-
ных двоичных систем модуляции до уровней, приближающихся к предельной кривой. Одной из основных задач разработчика БСС является повышение спектральной эффективности модуляции, т. е. уменьшение отношения W / R (рис. 1.3) до теоретического предела, что возможно при использовании современных методов канального кодирования. В настоящее время лучше всего приблизиться к пределу позволяет использование турбокодирования.
Другими важными характеристиками, которые следует учитывать при проектировании беспроводной системы связи, являются характеристики распространения сигнала в канале связи.
В общем случае основными факторами, влияющими на сигнал при его распространении в канале связи (рис. 1.4) являются [4]:
14
-воздействие аддитивного белого гауссова шума (теплового шума); частотный и фазовый сдвиг сигнала, который может быть вызван взаимным движением антенны передатчика и приемника или рассогласованием их гетеродинов, вызванным нестабильностью источников опорной частоты;
-задержка сигнала в канале связи на распространение от антенны передатчика до антенны приемника и в фидерных системах;
-замирания, вызванные многолучевым распространением сигнала от передатчика к приемнику, явлениями рефракции в атмосфере и переотражениями от различных объектов.
Рис. 1.4. Моделирование процессов, происходящих
вканале связи
Внаиболее общем виде канал представляет собой тракт связи, который начинается с информационного источника, проходит через все этапы кодирования и модуляции, передатчик, физический канал, приемник (со всеми его этапами обработки) и завершается на получателе информации.
Анализ канала связи и его результат, бюджет канала, состоят из вычисления и табулирования полезной мощности сигнала и паразитной мощности шума в приемнике. Бюджет канала – это расчет баланса потерь и прибыли; он определяет подробное соотношение между ресурсами передачи и приема, источниками шума, поглотителями сигнала и результатами процессов, выполняемых в канале [4]. Некоторые параметры бюджета являются статистическими (например, скидка на замирание сигнала).
15
Бюджет – это метод оценки, позволяющий определить достоверность передачи системы связи. Требуемая достоверность передачи определяет значение Eb N0 , которое
должно быть доступным в приемнике для получения этой достоверности. Основная задача анализа канала связи – это определить действительную рабочую точку системы на графике, изображенном на рис. 1.6, и установить, что вероятность ошибки, связанная с этой точкой, меньше (или равна) требуемой. Из множества спецификаций, анализов и табличных представлений, используемых для разработки системы связи, бюджет канала занимает особое место, поскольку обеспечивает обзор системы в целом.
Изучая бюджет канала, можно многое узнать об обшей структуре и производительности системы. Например, из энергетического резерва канала связи можно узнать, как система удовлетворяет многочисленным требованиям – идеально, с натяжкой или вообще нс удовлетворяет. Бюджет канала связи может показывать, существуют ли какие-либо аппаратные ограничения и можно ли их компенсировать за счет других частей канала. Вообще, бюджет канала часто используется для расчета компромиссов системы и изменения конфигурации; кроме того, он способствует пониманию различных аспектов и взаимозависимостей на уровне подсистем. Вместе с другими методами моделирования бюджет канала помогает предсказать вес и размер оборудования, первоначальные энергетические требования, технические риски и стоимость системы.
При распространении сигнала в канале связи существует две основные причины снижения достоверности передачи: уменьшение отношения сигнал/шум и искажение сигнала, которое может быть вызвано межсимвольной интерференцией (intersymbol interference – ISI).
Для БСС вероятность ошибки зависит от отношения
Eb |
N0 |
в |
приемнике, определенного в формуле (1.3), где |
Eb |
N0 |
– |
это мера нормированного отношения сигнал/шум |
16
(signal-to-noise ratio - SNR или S/N). Если не оговорено другое,
под SNR подразумевается отношение средней мощности сигнала к средней мощности шума. Сигналом может быть информационный сигнал, видеоимпульс или модулированная несущая. Уменьшение SNR может происходить двумя способами: путем снижения желаемой мощности сигнала и посредством повышения мощности шума или мощности сигналов, интерферирующих с полезным сигналом.
Эти механизмы будем называть, соответственно, ослаблением (или потерями) и шумами (или интерференцией). Ослабление происходит при поглощении, отклонении или отражении части сигнала при его прохождении к заданному приемнику; таким образом, часть переданной энергии не доходит до пункта назначения. Существует несколько источников электрических шумов и интерференции, возникающих вследствие различных механизмов: тепловой шум, галактический шум, атмосферные помехи, помехи от коммутирующих элементов, перекрестные помехи и интерферирующие сигналы от других источников. При промышленном использовании термины потеря и шум часто не различаются, поскольку их эффект на систему одинаков.
Основная задача бюджета канала – доказать, что система связи будет работать согласно плану; т.е. качество сообщений (достоверность передачи) будет удовлетворять заданным требованиям. Бюджет канала отслеживает «потери» и «прибыли» (ослабление и усиление) передаваемого сигнала от начала его формирования в передатчике до полного получения в приемнике. Вычисления показывают, чему равно отношение Eb N0 в приемнике и какой запас прочности
существует. Процесс вычисления бюджета канала начинается с дистанционного уравнения, связывающего принятую мощность с расстоянием между передатчиком и приемником.
В мобильных БСС несущая распространяется от передатчика с помощью передающей антенны. Передающая антенна – это устройство, преобразовывающее электрические
17
сигналы в электромагнитные поля. В приемнике принимающая антенна выполняет обратное преобразование; она превращает электромагнитные поля в электрические сигналы. Вывод уравнения, связывающего приемник и передатчик, обычно начинается с рассмотрения ненаправленного источника радиоизлучения, равномерно передающего в 4π стерадиан. На рис. 1.5 показан идеальный источник, называемый изотропным излучателем (isotropic radiator).
d |
Pt |
|
p(d ) = |
||
4πd 2 |
||
Pt |
||
|
Pr = p(d)Aer
Рис. 1.5. Дистанционное уравнение. Выражение принятой мощности через расстояние
Поскольку площадь поверхности сферы радиуса d равна 4πd 2 , плотность мощности p(d ) данной сферы с центром в источнике излучения связана с переданной мощностью Pt :
P(d ) = |
Pt |
2 |
|
|
Вт/м . |
(1.5) |
|
4πd 2 |
Для d, значительно превышающего длину распространяющейся волны (дальняя зона), мощность, извлеченную на принимающей антенне, равна
P = p(d ) A |
= |
Pt Aer |
. |
(1.6) |
|
|
|||||
r |
er |
|
4πd 2 |
|
|
Здесь параметр Aer – |
это сечение захвата (эффективная |
площадь) принимающей антенны, определяемое следующим образом:
18
A |
= |
полная извлеченная мощность . |
(1.7) |
er |
|
плотность падающей мощности |
|
Если рассматриваемая антенна является передающей, её эффективная площадь обозначается как Aet . Если не указано, выполняет ли антенна принимающую или передающую функцию, эффективная площадь обозначается через Ae .
Эффективная площадь |
антенны Ae |
и ее физическая |
||
площадь |
поверхности |
Ap |
связаны |
коэффициентом |
эффективности η : |
|
|
|
|
|
Ae |
=η Ap . |
(1.8) |
Это говорит о том, что не вся падающая мощность была извлечена; вследствие различных механизмов происходят потери. Номинальное значение η для параболической антенны
составляет 0,55, а для рупорной – 0,75.
Определим параметр антенны, который связывает выходную (или входную) мощность с мощностью изотропного излучателя и именуется коэффициентом направленного действия (КНД):
G = |
|
максим. интенсивность мощности |
|
(1.9) |
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
||
|
средн. интенсивность мощности в диап. 4π стерадиан |
||||
|
|
При отсутствии любых диссипативных потерь или |
|||
потерь |
вследствие |
несогласованности |
импедансов |
коэффициент направленного действия антенны (в направлении максимальной интенсивности излучения) определяется из формулы (1.9). В то же время, если существует некоторая диссипация или несогласованность, коэффициент направленного действия антенны уменьшается на множитель, соответствующий этим потерям [4]. Будем предполагать, что диссипативные потери равны нулю, а импедансы согласованы идеально. Таким образом, формула (1.9) описывает максимальный коэффициент направленного действия антенны; его можно рассматривать как результат концентрации изотропного излучения в некоторой ограниченной области,
19
меньшей 4π стерадиан. Теперь мы можем определить эффективную излученную мощность относительно изотропного излучателя (эффективная изотропно-излучаемая мощность – effective isotropic radiated power, EIRP) как произведение переданной мощности Pt , и коэффициента
направленного действия передающей антенны Gt |
: |
||
|
EIRP = Pt Gt . |
|
(1.10) |
Если антенна передатчика имеет некоторый |
|||
коэффициент |
направленного |
действия |
относительно |
изотропной антенны, в уравнении (1.6) мы меняем Pt на EIRP, что дает следующее:
|
P = EIRP |
Aer |
. |
(1.11) |
|||
4πd 2 |
|||||||
|
r |
|
|
|
|||
Связь между КНД антенны G и эффективной площадью |
|||||||
Ae , дается выражением [4]: |
|
|
|
|
|||
G = |
4π Ae |
(для A λ2 ) . |
(1.12) |
||||
|
|||||||
|
λ2 |
e |
|
|
|
||
Здесь λ – длина волны несущей. |
Длина волны λ и |
||||||
частота f связаны соотношением λ = c |
f , где с – скорость |
света ( = 3 ×108 м/с). Теорема взаимности утверждает, что для данной антенны при данной длине волны КНД приема и передачи идентичны.
Зона обзора антенны является величиной телесного угла, в котором сконцентрирована большая часть мощности поля. Зона обзора – это мера анизотропных свойств антенны, она обратно пропорциональна усилению антенны, т.е. антеннам с большим КНД соответствует более узкая зона обзора. Часто зону обзора выражают не через телесный угол, а через плоский угол раскрыва антенны (beamwidth), измеряемый в радианах или градусах. Угол раскрыва – это угол, образованный точками, в которых максимальная мощность поля ослаблена на 3 дБ.
Из уравнения (1.12) можно видеть, что КНД
20