выпрямители

p=2f_оснL_ф/R_н. (9.20)

Анализ выражения (9.20) позволяет сделать вывод, что фильтр будет работать тем эффективнее, чем больше L_ф или меньше R_н Обычно L_фR_н

Индуктивные фильтры обычно применяют в трехфазных выпрямителях средней и большой мощностей, т.е. в выпрямителях, работающих на нагрузочные устройства с большими токами.

Рис.9.9. Схема индуктивного фильтра с однополупериодным выпрямителем (а), временные диаграммы напряжения и токов однополупериодного выпрямителя с индуктивным фильтром (б)

В выпрямителях малой мощности использование индуктивного фильтра L_ф нецелесообразно, поскольку они работают на высокоомные нагрузочные устройства. При этом выполнение условия _оснL_фR_н.

Рис.9.10. Схемы Г-образных LC-фильтра (а) и RC-фильтра (б)

приводит к необходимости включения дросселя с большими массой и габаритами, что является существенным недостатком индуктивного фильтра по сравнению с емкостным.

Г-образные фильтры. Г-образные фильтры являются простейшими многозвенными фильтрами. Этот фильтр может быть LC-типа (рис.9.10, а) и RC-типа (9.10, б). Их применяют тогда, когда с помощью однозвенных фильтров не выполняется предъявляемое к ним требование с точки зрения получения необходимых коэффициентов сглаживания. Эти фильтры, являясь более сложными по сравнению с однозвенными, обеспечивают значительно большое уменьшение коэффициента пульсаций.

Снижение пульсаций LC-фильтров объясняется совместными действиями индуктивной катушки и конденсатора. Снижение переменных составляющих выпрямленного напряжения обусловлено как сглаживающим действием конденсатора С_ф, так и значительным падением переменных составляющих напряжения на дросселе L_ф. В то же время постоянная составляющая напряжения на нагрузочном резисторе не уменьшается, так как отсутствует сколько-нибудь значительное падение напряжения этой составляющей на очень малом активном сопротивлении дросселя. С учетом рекомендаций по выбору значений С_ф и L_ф, изложенных ранее, выражение для коэффициента сглаживания LC-фильтра можно записать в виде

q=²_оснL_фС_ф-1 (9.21)

Оно позволяет рассчитать параметры этого фильтра по заданному значению коэффициента сглаживания:

L_фС_ф= (9.21а)

В расчетах по формулам (9.21) одним из параметров (индуктивностью или емкостью) элементов фильтра задаются исходя из габаритов, массы и стоимости элементов.

В маломощных выпря-мителях, у которых сопро-тивление нагрузочного резис-тора составляет несколько килоом, вместо дросселя Lф включают резистор Rф (рис.9.10, б), что существенно уменьшает массу, габариты и стоимость фильтра.

Lф Uн Uвх Сф1 Rн Сф2 (а) Rф Сф1 Сф2 (б) Рис.9.11. Схемы П-образных LC-фильтра (а) и RC-фильтра (б)

При выборе X_CфR_ф на резисторе R_ф создается значительно большее падение напряжения от переменных составляющих выпрямленного тока, чем на резисторе R_н Если выбрать значение R_Ф из соотношения R_н/(R_н+R_ф)=0.5-0.9, то падение постоянной составляющей напряжения на резисторе R_ф будет минимальным. В итоге доля переменной составляющей в выпрямленном напряжении по отношению к постоянной составляющей на нагрузочном резисторе R_ф значительно уменьшается. Коэффициент сглаживания для Г-образного RC-фильтра определяется из выражения

q=(0.5-0.9)_оснR_фС_ф. (9.22)

Следует отметить, что коэффициент сглаживания RC-фильтра меньше, чем у LC-фильтра.

П-образные фильтры. П-образный фильтр относится к многозвенным фильтрам, так как состоит из емкостного фильтра (С_ф1) и Г-образного LC-фильтра (L_фС_ф2) или RC-фильтра (R_фС_ф2) (рис.9.11, а, б). Коэффициент сглаживания многозвенных фильтров равен (при соблюдении определенных условий) произведению коэффициентов составных звеньев (фильтров). Поэтому коэффициент сглаживания П-образного фильтра

q_П=q_Cq_Г, (9.23)

где q_С, q_Г - коэффициенты сглаживания С-фильтра и Г-образного фильтра.

При сопротивлениях нагрузочного устройства в несколько килоом применяют П-образные CRC-фильтры, а при малых сопротивлениях (несколько ом) – CRC-фильтры. Наибольший коэффициент сглаживания П-образного фильтра достигается при условии С_ф1=С_ф2. П-образные фильтры целесообразно применять, если коэффициент сглаживания должен быть равен 100-1000 и более.

Iк Tк Iка Uк 0 Uка Uк Рис.9.12. К пояснению сопротивления транзистора для постоянной и переменной составляющих выпрямленного тока

Рис.9.13. Схема последовательного электронного фильтра с включением нагрузочного резистора .. в коллекторную цепь транзистора

Большой коэффициент сглаживания П-образного фильтра по сравнению с Г-образным достигается за счет ухудшения таких параметров выпрямителя, как габариты, масса и стоимость.

Электронные фильтры. В последнее время все чаще начали применять электронные фильтры, в которых вместо индуктивных катушек включают транзисторы. Такая замена позволяет избавиться от переходных процессов, отрицательно влияющих на работу нагрузочного устройства и самого выпрямителя, при этом снижаются габариты, масса и стоимость выпрямителей.

Применение транзисторов в фильтрах основано на различии сопротивлений для постоянной и переменной составляющих коллекторного тока. При выборе рабочей точки на пологом участке выходной характеристики (9.12) сопротивление промежутка коллектор – эмиттер постоянному току (статической сопротивление) R_ст=U_коI_ко на два-три порядка меньше сопротивления этого промежутка переменному току U_кI_к (динамическому сопротивлению), определяемому величиной 1 h₂₂ Электронные фильтры снижают пульсации примерно в 3-5 раз.

Различают два способа включения транзисторов в электронные фильтры: последовательно и параллельно нагрузочным устройствам. Последовательное включение транзисторов характерно для выпрямителей, имеющих высокое напряжение (300-400В). Параллельное включение осуществляется при низких выходных напряжениях, не превышающих нескольких десятков вольт.

На рис.9.13 изображена схема простейшего электронного фильтра, в котором транзистор включен последовательно с нагрузочным резистором R_н В этом фильтре для обеспечения фиксированного положения рабочей точки на пологом (рабочем участке выходной характеристики в базовую цепь включается RC-цепь, постоянная времени которой ₆=R₆C₆ должна быть много больше периода пульсации основной гармоники выпрямленного напряжения:

R6C6Tn Резистор Rэ обеспечивает термостабилизацию режима работы транзистора. Если в данном фильтре нагрузочный резистор включен в коллекторную цепь транзистора, то в транзисторном фильтре, схема которого изображена на рис. 9.14, резистор Rн включен в эмиттерную цепь, что позволяет получить низкое выходное сопротивление выпрямите-ля с фильтром; следовательно, такой

- Rб Т Rн Сб + Рис.9.14. Схема последовательного электронного фильтра с включением нагрузочного резистора .. в эмиттерную цепь транзистора

фильтр малочувствителен к изменениям тока I_н. По этой причине электронный фильтр рис. 9.14, представляющий собой эмиттерный повторитель, получил наиболее широкое распространение. В нем рабочую точку транзистора определяет R₆C₆-цепь, которая обеспечивает ее устойчивое положение при изменениях температуры и коэффициента усиления транзистора h₂₁

На рис.9.15, а изображена схема электронного фильтра, в котором транзистор включен параллельно нагрузке R_н. Этот фильтр применяют при низких значениях выпрямленных напряжений. С помощью делителя R_б1R_б2 устанавливается рабочая точка на характеристике транзистора. R_эС_э-цепь выполняет функции термостабилизирующего звена. Резистор R_ф играет ту же роль, что и резистор R_ф в Г-образном –фильтре. Недостатком этого фильтра является сильная зависимость выпрямленного тока через транзистор при изменении выпрямленного напряжения на входе фильтра. Это приводит к увеличению падения напряжения на транзисторе и, следовательно, к снижению к.п.д. выпрямителя.

Лучшие характеристики имеют электронные фильтры, выполненные на составном транзисторе (рис.9.15, б). Коэффициент сглаживания таких фильтров достигает сотни. При подобном включении транзисторов эквивалентный силовой транзистор имеет, как известно, значительно меньшую выходную проводимость, чем каждый транзистор в отдельности. Резистивный делитель R₁R₂R₃ обеспечивает положение рабочей точки составного транзистора, а резисторы R₄ и R₅ являются термостабилизирующим звеном. Конденсатор C_б3 не пропускает переменную составляющую в цепь базы составного транзистора, и эквивалентный коллекторный ток составного транзистора почти не изменяется в времени.

С появлением интегральных микросхем электронные фильтры стали более эффективными. На рис. 9.15, в изображена схема электронного фильтра с применением микросхемы. Пульсации во входном напряжении, усиленные операционным усилителем (ОУ) на интегральной микросхеме, еще более закрывают составной транзистор, т.е. еще больше уменьшают выходную проводимость. При этом увеличивается падение напряжения от переменной составляющей на составном транзисторе. Таким образом, снижаются пульсации в выходном напряжении фильтра. Коэффициент сглаживания фильтров с ОУ равен нескольким тысячам. Положительные свойства электронных фильтров отмечались ранее, а недостатком их является

Рис.9.15. Схема параллельного электронного фильтра на одном транзисторе (а), на составном транзисторе (б), на операционном усилителе (в)

то, что медленные изменения напряжения на входе приводят к пропорциональному изменению выходного напряжения.

$ 9.5. Внешние характеристики выпрямителей.

Внешней характеристикой выпрямителя называют зависимость напряжении на нагрузочном устройстве от тока в нем: U_н=f(I_н)

Наличие такой зависимости обусловлено тем, что в реальном выпрямителе сопротивления диодов и обмоток трансформаторов не равны нулю, а имеют конечные значения. На этих сопротивлениях от выпрямленного тока I_н создается падение напряжения, приводящее к уменьшению напряжения U_н.

В выпрямителе без фильтра напряжение U_н и нагрузочный ток связаны между собой соотношением

U_н=U_н.х.-(R_пр.+R_тр)/I_н. (9.24)

где U_н.х. – напряжение на нагрузочном устройстве при I_н=0.

На рис. 9.16 изображена зависимость U_н=f(I_н) выпрямителя без фильтра (кривая 1). Как видно, кривая 1 нелинейна, что объясняется нелинейным характером вольт-амперной характеристики диода, т.е. зависимостью R_пр от тока.

Кривая 2 на рис. 9.16 соответствует выпрямителю с емкостным фильтром. При I_н=0 кривая берет свое начало из точки на оси ординат, соответствующей напряжению U_2m=2U₂, так как в отсутствие тока I_н конденсатор С_ф заряжается до амплитудного значения напряжения вторичной обмотки u₂. С ростом тока I_н кривая 2 спадает быстрее, чем кривая 1, что объясняется не только увеличением падения напряжения на вторичной обмотке трансформатора и прямом сопротивлении диода, но и уменьшением постоянной времени

разряда разр=RнСф, обусловливающим дополнительное снижение среднего значения выпрямленного напряжения Uн. Можно легко показать, что при дальнейшем уменьшении Rн кривая 2 будет асимптотически стремиться к кривой 1 при Rн=0 они придут в одну точку на оси абсцисс.

Uн Umx 2 3 Uн.х 1 Iн Рис.9.16. Внешние характеристики выпрямителей

Внешняя характеристика Г-образного RC-фильтра (кривая 3) на рис.9.16 имеет более крутой наклон, чем кривая 2. Это вызвано дополнительным падением напряжения на последовательно включенном резисторе R_ф.