Kon_Pr_pids_sign_27-05-14

гармонік у спектрі вихідного сигналу. Приймемо, що колекторні струми транзисторів обох плечей підсилювача в режимі А містять гармонійні складові. В загальному випадку, наприклад, для першого транзистора колекторний струм можна зобразити аналітично наступним чином:

iк 1 I к 0 І т1 cos t I m 2 cos 2 t І т 3 cos 3 t .

Коливання на вхід другого транзистора подаються у проти фазі за знаком, а для гармонійного сигналу це еквівалентно зсуву за часом на півперіода. Тому перші гармоніки колекторних струмів мають протилежні знаки. Зсув на півперіод першої гармоніки буде зсувом на цілий період другої гармоніки, отже, друга гармоніка колекторних струмів транзисторів обох плечей матиме однаковий знак.

Продовжуючи міркування стосовно більш високих гармонік, отримаємо

iк 2 I к 0 І т1 cos t I m 2 cos 2 t І т 3 cos3 t ...

Колекторні струми транзисторів протікають через половини обмоток вихідного трансформатора в протилежних напрямах. Тому зміна величини магнітного потоку в його осерді пропорційна різниці струмів iк 1 iк 2 2(І т1 cos t І т 3 cos 3 t ...) . Отже, напруга на навантаженні, що пропорційна різниці

струмів, не містить парних гармонік. Компенсація не може бути повною, якщо частотні властивості транзисторів плечей підсилювача різні.

До переваг двотактного підсилювача слід віднести його малу чутливість до пульсацій напруги живлення, оскільки вони компенсуються при відніманні струмів колекторів. Це ж стосується всіх перешкод синфазного типу, як наприклад зміни температури навколишнього середовища.

Для отримання протифазного сигналу використовується фазоінверсний каскад. Транзисторні фазо інверсні каскади не забезпечують гальванічної розв'язки, проте дозволяють суттєво зменшити масогабаритні параметри підсилювача. Прикладом фазоінвертуючого каскаду може бути каскад з розділеним навантаженням (рис. 3.5 а).

Рис.3.5. Схеми електричні принципові фазо інвертуючих каскадів: а) каскад з розділеним навантаженням; б) з фазо інверсним каскадом.

Номінали резисторів R1 , R2 цієї схеми, як правило, вибираються рівними між собою. Недоліком

схеми є те, що вихідний опір різний на різних виходах. Цей недолік вдається усунути, використовуючи схему з інвертуючим каскадом (рис. 3.5 б). У цьому випадку обидва сигнали знімаються з емітерів транзистора, і забезпечується найменша величина вихідного опору. Найбільш високу температурну стабільність параметрів протифазних сигналів забезпечує схема рис. 3.6, яка є базовою для диференційних підсилювачів.

14

Якщо Rн – це акустична система з опором 4-8 Ом, а fн=20 Гц, то ємність конденсаторів повинна бути ~ ІОООмкФ. Як правило, це електролітичний конденсатор значних габаритів. У зв'язку з цим у деяких випадках використовують схеми з одним роздільним конденсатором (рис. 3.8).

Рис.3.8. Схема електрична принципова безтрансформаторного підсилювача потужності із заземленим навантаженням.

Прикладом схеми, що живиться від двох джерел живлення, може бути схема, наведена на рис. 3.9.

Рис.3.9. Схема електрична принципова без трансформаторного підсилювача потужності, що живиться від двох джерел живлення.

З технологічної точки зору, виготовлення транзисторів р-п-р – типу в кремнієвій пластині з високими електричними характеристиками пов‟язане із значними технологічними труднощами. Особливо сильно цей недолік проявляється у вихідних каскадах, тому безпосередньо на виході (транзистори VT5, VT6) використовують транзистори одинакового п-р-п – типу, параметри яких можуть бути забезпечені достатньо рівними. Комплементарна пара утворюється транзисторами VT3, VT4 , VT3 з VT5 та VT4 з VT6 утворюють складові транзистори. З формальної точки зору, складовий транзистор також має тільки три електроди, проте забезпечує коефіцієнт підсилення за струмом, що дорівнює добутку статичних коефіцієнтів підсилення транзисторів, що входять до схеми.

струмів I å5 та I ê 6 схеми складових транзисторів вводяться резистор R6* та діод VD5, які і симетризують

плечі схеми.

Вхідний сигнал подається на базу VT1 (рис. 3.9), колекторним навантаженням якого служить динамічний опір (транзистор VT2 ввімкнений за схемою із спільною базою). Величина напруги зміщення складових транзисторів формується за рахунок спаду напруги на прямо зміщених діодах VD1, VD4.

При без трансформаторному виході у двотактному каскаді можна отримати вдвічі більшу мінімальну

16

амплітуду вихідного сигналу, тобто вчетверо більшу вихідну потужність, якщо використовувати мостову схему (рис. 3.10), яка містить чотири вихідні транзистори. В один із півперіодів працюють транзистори VT1, VT4, а в наступний – VT3, VT2.

Рис. 3.10. Схема електрична принципова мостового підсилювача потужності.

Максимальна амплітуда півхвиль напруги на навантаженні RH в будь-який на півперіод близька Ек, і менша Еа на суму величин спадів напруг двох послідовно ввімкнених транзисторів. У даній схемі транзистори ввімкнені як емітерні повторювачі, тому для збудження необхідно забезпечити амплітуду вхідного сигналу дещо навіть більшу від Ек. В принципі, це можна здійснити, подаючи сигнал через додатковий підсилюючий транзистор.

До недоліків мостової схеми слід віднести:

1)велику кількість транзисторів;

2)відсутність спільної точки під‟єднання навантаження.

Останній недолік усувається при використанні двотактних каскадів, виконаних за квазімостовою схемою.

3.2. Підсилювачі класу D

Суттєвим недоліком підсилювачів класу А, АВ, В є залежність величини коефіцієнта корисної дії від амплітуди підсилюваного сигналу, причому меншій амплітуді сигналу відповідає менша величина коефіцієнта корисної дії. У випадку підсилювачів класу D активний підсилювальний елемент працює у ключовому режимі, тобто більшу частину часу знаходиться в стані відсічки або насичення. В першому випадку спад напруги на підсилювальному елементі великий, проте протікаючий струм дуже малий. У другому – протікаючий струм великий, але спад напруги малий.

В обох випадках розсіювана на підсилювальному елементі потужність мала. Отже, використання транзисторів із високими ключовими характеристиками дозволяє підвищити коефіцієнт корисної дії практично до 90 – 95%.

Характерно, що в цьому випадку, незалежно від амплітуди підсилюваного сигналу, величина коефіцієнту корисної дії залишається незмінною.

Використання підсилювачів класу D розв‟язує питання підвищення коефіцієнта корисної дії, проте виникає ряд труднощів, а саме :

1)забезпечення роботи підсилювального елемента у ключовому режимі вимагає введення до структури підсилювача блоку широтної або частотної модуляції підсилювального сигналу;

2)прямокутні імпульси, сформовані модулятором, займають досить широкий спектр, отже, діапазон підсилюваних частот підсилювачів імпульсів повинен бути достатньо широким;

3)робота підсилювального елемента у ключовому режимі приводить до збільшення величини нелінійних спотворень;

4)комутація потужних сигналів ключовим елементом зумовлює виникнення значного рівня перешкод, що погіршує роботу самого підсилювача й погіршує умови електромагнітної сумісності з іншими приладами. На структурному рівні підсилювач класу D має наступний вигляд :

Рис.3.11. Структурна схема підсилювача потужності класу D.

ДПС – джерело підсилюваного сигналу; ШІМ – широтно-імпульсний модулятор; ПІ – підсилювач

17

імпульсів; КП – ключовий підсилювач; ФНЧ – фільтр низької частоти; Rн - навантаження. Широтноімпульсний модулятор перетворює вхідний сигнал у послідовність прямокутних

імпульсів однакової амплітуди, але різної тривалості. Підсилюваний сигнал, відразу після широтнімпульсної модуляції (ШІМ), подається на підсилювач імпульсів який підсилює амплітуду прямокутних імпульсів до необхідного значення. Для ефективного керування потужним транзистором використовують підсилювач імпульсів. Крім збільшення амплітуди імпульсної послідовності за допомогою ПІ можна покращити фронт та зріз імпульсу, що сприяє зростанню ККД оскільки транзистори ключового підсилювача меншу частину часу будуть знаходитись в активній області тобто області в якій розсіювана на транзисторах КП потужність суттєво зростає.

ФНЧ виконує функцію своєрідного демодулятора, тобто функцію виділення корисного сигналу з послідовності прямокутних імпульсів.

У випадку підсилювачів класу D розрізняють два основних різновиди ШІМ – інвертуючий та не інвертуючий. У першому випадку структурна схема модулятора має вигляд, наведений на рис. 3.12.

Рис.3.12. Інвертуючий широтно імпульсний модулятор: а) структурна схема; б) осцилограми сигналів ШІМ модулятора. де ДПС – джерело підсилювального сигналу; Г – генератор сигналів трикутної форми; ПП – пороговий пристрій.

Середнє значення амплітуди широтноімпульних коливань є інверсним відносно вхідного модульованого сигналу.

Принцип роботи схеми інвертуючого ШІМ є наступний.

З допомогою порогового пристрою здійснюється порівняння амплітуд сигналів генератора трикутної форми та амплітуди перетворюваного сигналу. Якщо UГ < UС , то на виході ПП формується низький рівень сигналу. При UГ UС на виході ПП формується високий рівень сигналу. Частота слідування імпульсів визначається частотою слідування сформованих генератором імпульсів трикутної форми. Напруга генератора має трикутну форму з лінійним зростанням і спаданням, причому тривалість прямокутних

імпульсів на виході порогового пристрою дорівнює інтервалу часу, протягом якого U Г U e . Структурна схема й основні осцилограми не інвертуючого ШІМ наведено на рис.3.13

18

коливань напруги на опорі навантаження протилежна фазі коливань вхідного сигналу.

Рис. 3.16. Осцилограми роботи двох тактного підсилювача класу АD.

Двотактна схема підсилювача класу AD відрізняється від однотактної тим, що при шпаруватості прямокутних імпульсів рівній двом, напруга на виході двотактного каскаду відсутня, оскільки струми плечей у навантаженні мають протилежний напрям і компенсують один одного. Цю властивість зручно використовувати для підсилення сигналу, що містить постійну складову. Для того, щоб на Rн не виділялась постійна складова, обумовлена асиметрією плечей двотактного каскаду, використовують два джерела живлення, або ємнісний подільник, і отже, джерело. В цьому випадку навантаження під‟єднується до середньої точки ємнісного подільника чи спільної точки під'єднання двох джерел. Водночас, при малих рівнях вихідного сигналу, до елементів фільтра подається значна за величиною напруга (рис. 3.16), що підвищує вимоги до електричних параметрів цих елементів. Слід зауважити, що у двотактних підсилювачах класу AD при відкриванні одного з транзисторів вихідного каскаду напруга на ньому зменшується, а на транзисторі протилежного плеча – різко збільшується на ту ж величину. Внаслідок інерційних властивостей потужних транзисторів VT1 та VT2 вихідного каскаду можливе виникнення "наскрізного" струму. Цей струм виникає внаслідок того, що закривання, наприклад VT1, відбувається пізніше, ніж відкривання VT2 або навпаки. У результаті затримки в стані відсічки, можливий деякий відрізок часу, коли обидва транзистори VT1, VT2 знаходяться у відкритому стані й проводять електричний струм. Виникнення наскрізного струму не тільки знижує величину ККД, а й може привести до виходу з ладу транзисторів. Зазначені недоліки можна усунути, використавши підсилювачі класу BD. Принцип роботи цих підсилювачів такий же, як і класичних двотактних підсилювачів класу В, тобто кожна півхвиля підсилюється своїм плечем підсилювача.

У структурі підсилювача класу BD присутній блок селектора полярності, який здійснює розділення додатної півхвилі від від'ємної (селекція за полярністю) (рис. 3.17) .

21