книги / Широкополосные дискретно-кодированные сигналы в радиотехнике и радиолокации

УДК 621.396.96 П 38 ББК 32.95

Рецензенты:

докт. техн. наук, проф. В.В. Костров докт. техн. наук, проф. В.А. Лихарев

Редакционный совет: Бакулев П.А., Воскресенский Д.И. (председа­ тель), Карташев В.Г., Кулешов В.Н., Митрохин В.Н., Никитин О.Р., НикольскийВ.М., Смольский С.М., УшаковВ.Н., Федоров И.Б.

Серия “Конспекты лекций по радиотехническим дисциплинам”

Выпуск 18

ПлСкин В.Я.

П38 Широкополосные дискретно-кодированные сигналы в радиотехнике

ирадиолокации: Учебное пособие. - М.: САЙНС-ПРЕСС, 2005. - 64 с. ил.

ISBN 5-94818-025-5

Рассматриваются широкополосные дискретно-кодированные сигналы и оценивается возможность их использования для повышениякачественных пока­ зателей современных радиолокационных систем. Анализируются свойства функции неопределенности сложных сигналов, а также вопросы формирования и обработки фаземанипулированных сигналов и дискретно-кодированных по

частоте сигналов.

Для практических занятий и самостоятельной работы студентов ра­ диотехнических специальностей.

ISBN 5-94818-025-5

УДК 621.396.96

ББК 32.95

© САЙНС-ПРЕСС, 2005

4.ПОСТРОЕНИЕ УСТРОЙСТВ ФОРМИРОВАНИЯ

ИОБРАБОТКИ ДИСКРЕТНО-КОДИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ....45

Развитие теории и техники цифровой обработки сигналов (ЦОС) в последние годы связано с повышением быстродействия современных ЭВМ и достижениями компьютерных технологий. Эти тенденции привлекают внимание специалистов в различных областях радиотех­ ники и электроники, системах связи, управления, радиолокации и ра­ дионавигации.

Использование методов ЦОС возможно при условии преобразова­ ния непрерывной информации источников сигналов в дискретную фор­ му. Это достигается дискретизацией непрерывных сигналов во времени и квантованием параметров сигналов по уровню. Следовательно, мето­ ды ЦОС требуют разработки дискретных (машинных) алгоритмов фор­ мирования и отработки сигналов. В связи с этим проявляется интерес к разработке новых алгоритмов формирования сложных сигналов; к их числу относятся, в частности, дискретно-кодированные сигналы (ДКС), которые благодаря своей структуре при обработке хорошо сопрягаются с цифровой техникой.

Поэтому при рассмотрении алгоритмов формирования сложных сигналов, расчету и анализу функции неопределенности (ФН), а также вопросов их моделирования основное внимание уделено ДКС. К сложным (широкополосным) сигналам относятся такие сигналы, поло­ са частот которых значительно больше, чем полоса частот передавае­ мого сообщения.

Из теории сигналов известно, что для простых сигналов мини­ мальное значение произведения ширины его спектра Fc на его длитель­

ность Т примерно равно единице. В отличие от простых сигналов это произведение для сложных сигналов существенно больше единицы. Та­ ким образом база сложных сигналов В = FCT » 1.

Увеличение базы сигнала может быть достигнуто за счет увеличе­ ния либо длительности сигнала, либо ширины его спектра. При выделе­ нии сигнала на выходе фильтра, согласованного со сложным сигналом, происходит увеличение отношения сигнал/помеха по сравнению с его отношением на входе

где q\ = 2E/Nn - отношение энергии сигнала Е к спектральной плотно­ сти помехи.

Следовательно, на выходе согласованного фильтра отношение сигнал/помеха возрастает в 2FCT раза, что дает возможность улучшить

энергетические характеристики радиосистем.

Кроме того сложные сигналы обладают хорошими автокорреля­ ционными свойствами, которые позволяют сформировать «кнопочную» функцию неопределенности, что обеспечивает совместную высокую разрешающую способность по времени и частоте при относительно ма­ лом уровне боковых лепестков (УБЛ) на выходе фильтра сжатия.

На практике наибольшее распространение получили сложные сиг­ налы с частотной модуляцией (ЧМ), фазовой манипуляцией (ФМ) и по­ следовательности максимальной длины (М-последовательности).

С учетом особенностей формирования и цифровой обработки сложных сигналов рассмотрим дискретно-кодированные сигналы и их свойства, а также возможности их использования для повышения каче­ ственных показателей радиолокационных систем (РЛС).

Следует также учитывать, что повышение помехозащищенности и скрытности работы РЛС напрямую связано с увеличением базы исполь­ зуемого сложного сигнала и количеством возможных его вариантов на основе применения системы сигналов.

1. ВОЗМОЖНОСТИ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ ДИСКРЕТНО-КОДИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ

ВРАДИОТЕХНИКЕ И РАДИОЛОКАЦИИ

1.1.Дискретно-кодированные сигналы и их свойства

Дискретно-кодированные сигналы в общем случае представляют собой упорядоченные последовательности, которые воздействуют через фик­ сированные интервалы времени на амплитуду, фазу и частоту когерент­ ной непрерывной несущей [1].

Общее описание этих сигналов имеет вид [1]

( U )

где N - размерность ДКС; л=0,1,2,..., N -1; ап, / п и<рп - код амплитуды,

частоты и фазы соответственно; / 0 - несущая частота; Pn(t) - импульс

единичной амплитуды длительности Т\

( 12)

Согласно формуле (1.1), ДКС могут быть кодированы по амплиту­ де, фазе, частоте или одновременно по нескольким параметрам. Можно выделить два варианта классификации ДКС.

Согласно первому варианту классификации, все ДКС подразделя­ ются на три основные группы [1]. В г р у п п у I входят последователь­

дискретные частотные последовательности.

Второй вариант классификации базируется на определении час­ тотно-временной матрицы [2].

Пусть АД и Atk - соответственно полоса и длительность k-то эле­ ментарного сигнала, описываемого функцией akrg^r(t), a Fr и Т - соот­ ветственно полоса и длительность сложного (широкополосного) сигна­ ла. Тогда закон, по которому размещаются величины АД и А4 в ограни­ ченной пределами 0-T,0-Fr, называется частотно-временной матрицей сложного сигнала.

Согласно второму варианту классификации все основные виды сложных сигналов можно отобразить с помощью трех частотно­

временных матриц, показанных на рис. 1.1,я, б,в. В соответствии с этим различают: параллельные (рис. 1.1,а), последовательные (рис. 1.1,6) и последовательно-параллельные (рис. 1.1.в) сложные сигналы.

Длительности и полосы элементарных сложных сигналов для любых htj удовлетворяют следующим условиям:

параллельные

В последнем случае частотно-временная матрица может быть различной, например такой, как показано на рис. 1.1,в.

Остановимся на рассмотрении последовательных и последова­ тельно-параллельных ДКС. В первом случае описываются импульсные последовательности и различные виды фазовой манипуляции, а во вто­ ром - дискретно-частотная манипуляция и совместная частотная и фа­ зовая манипуляция сигналов.

Рассмотрим некоторые из известных ДКС.

Последовательности импульсов с постоянной несущей часто­ той (группа I). Кодированные сигналы, которые получаются при огра­ ничении величин элементов последовательности {ап} в группе I только значениями 1 и 0, называются последовательностями импульсов с по­ стоянной непрерывной несущей [1,3]. Описание этих сигналов получа­

Наиболее простая структура импульсной последовательности по лучается в том случае, если последовательность {ап} определяется со­ отношениями:

гдер = 1,2.... и на него должно делиться без остатка ЛЧ, давая в результате

Р

где М - число единиц в последовательности.

Предполагается, что первым и последним элементами последова­ тельности всегда являются единицы. В качестве примера рассмотрим случай, когда N=11 и/?=4. Тогда А/=5 и {ая}=1000100010001.

Сигналы на основе такой последовательности, называются регу­ лярными импульсными последовательностями.

Преимущество таких импульсных последовательностей - простота их технической реализации.

Одним из свойств регулярной импульсной последовательности яв­ ляется отсутствие излучения между импульсами. Это позволяет вклю­ чать приемник радиолокатора для обработки до того, как последова­ тельность импульсов будет полностью передана в эфир. Вторым свой­ ством является наличие свободной области, которая окружает цен­ тральный максимум сжатого сигнала.

Следует отметить невыгодность использования зондирующего сигнала с амплитудной модуляцией. Эго объясняется тем, что ампли­ тудная модуляция не позволяет наиболее полно реализовать предельные импульсную и среднюю мощность передатчика. Поэтому, сигнал дол­ жен быть модулирован по фазе. Учитывая, что фаза определяется как интеграл от частоты, сигнал может быть как с фазовой модуляцией и манипуляцией, так и с частотной модуляцией и манипуляцией.

Бинарные фазовые коды (группа П). Общее представление для бинарных фазовых кодов можно получить из соотношения (1.1), поло­ жив ап=1 и опустивf n. Оно принимает следующий вид:

где <рп =0, л

Для удобства в последующем рассмотрении использован коэффи­ циент с„ равный

Так как срп=0, ж, то сп=±1. При исследовании свойств бинарных фазо­

вых кодов часто используют коэффициент d„=0\\. Три различные пары элементов, с помощью которых можно представить бинарную фазовую последовательность представлены в таблице 1.1.

Таблица 1.1

Последовательности Баркера. Это семейство бинарных последо­ вательностей имеет сечение функции неопределенности при нулевой частоте следующего вида:

Преимуществом кодов Баркера являются минимально достижимые суммарный и максимальный УБЛ функции неопределенности. Недоста­ ток состоит в ограниченности базы (<13). Кроме того при наличии доп­ леровского сдвига этот код не обладает хорошими характеристиками.

Последовательности максимальной длины. Последовательности максимальной длины (или М-последовательности) образуют другой класс бинарных последовательностей, которые могут быть использованы для фазового кодирования [1,2]. Эти последовательности образуются с помо­ щью рекуррентных формул, которые выбираются таким образом, чтобы обеспечить генерирование максимального числа элементов последова­ тельности, равного 2я-1, прежде чем последовательность циклически по­ вторится, где п - число разрядов регистра сдвига, формирующего код.

Преимуществом сигналов, использующих М-последовательности, является неограниченность базы; недостатком - большая неравномер­ ность спектра в сравнении с сигналами на основе кодов Баркера. Для больших N отношение пикового значения ФН сигнала на основе усе­

ченной ^/-последовательности приближенно равно \1~М

Многофазные коды {группа II). Общее описание многофазных ко­ дов также выводится из соотношения (1.1), если положить а„=1 и опус­ тить/,. Выражение для y/(t) задается (1.9), но <рп не ограничивается лишь

значениями 0 или п. В общем случае последовательности {срп } будут

многозначными. Как и для случая бинарных фазовых кодов, удобно пе­ рейти к коэффициентам сп, где с„- определяется по формуле (1.10).

Многофазный код Фрэнка. Среди сигналов, характеризующихся низким УБЛ ФН, хорошо известны многофазные сигналы, модулиро­ ванные кодами Фрэнка [1]. Структура такого сигнала позволяет его 9

представить несколькими сегментами, в пределах каждого из которых фаза изменяется по линейному закону. Следовательно, сигналы, моду­ лированные кодами Фрэнка, можно считать частным случаем когерент­ ных сигналов с дискретной частотной модуляцией.

При отсутствии доплеровского смещения ФН обладает хорошими свойствами. Однако при наличии доплеровского смещения этот код приводит к значительным потерям.

Дискретные частотные последовательности (группа П1). Дис­ кретные кодированные сигналы, полученные на основе частотных по­ следовательностей {fn}, образуют третью группу сигналов. Общее пред­ ставление этих сигналов имеет вид:

N

<Р(0= £«„(О ехр[ j • lic fj], П=1

Un(0 = a„P„exp[}-2zfnt],

где P„{t) = P[t-(n-\)T], (п -\)Т <t<tiT, ая =

Конкретная структура последовательности, которая при этом по­ лучается, рассматривается как сигналы со ступенчатой частотной моду­ ляцией, у которых частоты разнесены на 1/Т друг от друга.

Наиболее часто встречающиеся ДКС: дискретный линейный час- тотно-манипулированный сигнал (см. рис. 1.1,в), который обозначается как ЛЧМ-сигнал, и дискретный частотно-манипулированный сигнал F-образного вида.

Джоном П. Костасом была предложена новая разновидность дис­ кретно-кодированных радиолокационных сигналов, функция распреде­ ления которых по внешнему вцду приближается к идеальной «кнопоч­ ной» форме. Низкий уровень «пьедестала» достигается тщательным подбором структуры спектра частотного заполнения каждого переда­ ваемого импульса [4].

Выбор частотно-временного кода пачки импульсов зависит от ряда факторов. При ограниченной импульсной мощности передатчика энер­ гия, приходящаяся на один импульс, будет максимальной, если в каждый момент времени излучается только один импульс. Энергия в импульсе - это ключевой параметр процесса обнаружения цели при наличии шумов. Для обеспечения необходимых характеристик обнаружения в условиях реверберации (мешающих отражений), которые создают помехи наблю­ дению, требуется несколько независимых этапов облучения целей. В случае нулевых доплеровских частот излучение, например второго им­ пульса, в некотором частотном канале окажется практически бесполез­ ным, поскольку удвоение энергии отраженного сигнала сопровождается