книги / Микрополосковые излучающие и резонансные устройства

ляются рззонаторы (рис. 64, в, г). При этом для коэффициента*от­ ражения и прохождения волны через резонатор можно (оставаясь в рамках одноволиового приближения) воспользоваться известны­ ми результатами [13; 201

высоты ребра РДЛ, образующих резонатор.

Обе схемы резонаторов (см. рис. 64, в, г) дают примерно одинако­ вые результаты (рис. 66). Некоторые различия проявляются при от­ носительно больших расстройках от резонансной частоты. С физи­ ческой точки зрения эти естественно выбранные значения парамет­ ров сочленяемых РДЛ таковы, что влияние ребра проявляется слабо («скачок» находится в области слабого поля волны). При при­ ближении ребер с поверхности волиоподдерживающей пластины раз­ личие между схемами оказывается более заметным (см. рис. 63), доб­ ротности резонаторов увеличиваются, так как они эффективнее вза­ имодействуют с полем волны в РДЛ. Открытые резонаторы рис. 66 и 67 являются геометрически взаимодополняющими. Однако пере­ пады волновых сопротивлений возбуждающих линий и линий, об­ разующих резонатор, при этом оказываются разными, что необхо­ димо учитывать при более тонком анализе.

Таким образом, резонатор «с углублением» четвертьволнового отрезка ЛП имеет большую добротность, чем резонатор «с высту­ пом» на ребре РДЛ.

Следует иметь в виду, что при приближении выступа к диэлект­ рику пользоваться одноволновым приближением надо с осторож­ ностью: «возмущение» может оказаться бо льшим и для его коррект­ ного описания потребуется учет высших типов волн (колебаний), что приведет к изменению резонансной длины устройства (Л/4, Л/2) [251.

Согласующий одноступенчатый трансформатор (рис. 68). Об­ щая схема расчета (анализа и синтеза) согласующего одноступенча­ того трансформатора остается традиционной: коэффициент отраже­ ния определяют по формуле (4.5), а если волновые сопротивления согласуемых РДЛ обозначить через Wx, Wz, то волновое сопротивле­ ние четвертьволнового трансформатора можно определить как сред­

нее геометрическое Wl = W\W9. Однако при этом необходимо по­ следовательно подбирать длину /а согласующей секции и ее размер s2, поскольку W2 является сложной функцией параметров s*. Практическая реализация согласующего одноступенчатого транс­ форматора требует 2—4 итерации (число итераций пропорцио-

ш

иально минимальному s). В меньшей степени число итерации зави­ сит от s2 и s3 (рис. 64, д).

При реализации многоступенчатого трансформатора, например, с чебышевской частотной характеристикой (в отличие от стандартной для длинных линий процедуры)

требуется одновременно решить минимальную многопараметриче-

скую задачу. На рис. 68 построена зависимость модуля коэффици­ ента отражения от частоты согласующего четвертьволнового транс­ форматора. Его полоса частот сильно зависит от соотношения ве­ личин sL, s3. Так, при большом перепаде волновых сопротивлений

полоса частот больше у трансформатора с меньшим перепадом сопротивлений при одинаковых размерах выходной линии (s3).

Полосовой фильтр на РДЛ. В наиболее простом случае полосо­ вой фильтр представляет собой каскадное соединение двух откры­ тых резонаторов, показанных на рис. 64,'в, г. В конструкции фильт­ ра (рис. 64, с) непосредственно (без дополнительной секции) соеди­ нены образующие фильтр резонаторы (максимальная связь). При необходимости схему расчета можно дополнить дополнительной

Рис, 68. Зависимость модуля коэффициента отражения одноступен­ чатого согласующего трансформатора от частоты:

Rt 0 = 1,2, 3) — коэффициенты отражения от соответствующего скачка из образующих фильтр элементов; h — постоянная распространения основной волны в однородном участке РДЛ длиной /2.

Из формулы (4.7) непосредственно следует, что в системе каскад- н о связанных и синхронно настроенных открытых резонаторов резонансы будут на разных частотах вблизи центральной частоты

Аналогичный анализ можно выполнить и для АЧХ трех резона­ торных (и более) моделей полосовых фильтров. Разумеется, полу­

изображены на рис. 70. Наиболее простое соосное соединение Н-об- разного волновода с симметричной РДЛ, поскольку у них «схожие» структуры полей основной волны (рис. 70, а). Несимметричная РДЛ также соосно соединяется с прямоугольным волноводом (рис. 70, б), заполненным диэлектриком. Простое возбуждение РДЛ возможно с несимметричной полосковой линией (НПЛ) для одного типа вол­ ны (квази Т’-волна) (рис. 70, в). Согласование этого перехода воз­ можно путем геометрического изменения профиля конца РДЛ в области соединения с ЬПЛ. Соосное соединение металлического

ребра с узким проводником (рис. 70, г) применяют для устройства возбуждения РДЛ копланарной линией (КЛ). Широкие проводни­ ки КЛ со слоем металла РДЛ в области соединения образуют ра­ зомкнутые шлейфы на несимметричных щелевых линиях (НЩЛ) четвертьволновой длины.

Устройство возбуждения РДЛ симметричной щелевой линией (СЩЛ) имеет более сложную конструкцию. Из-за разных структур поля рабочих типов воли соединяемых линий продольные оси рас­ положены ортогонально (рис. 70, д). Для достижения максимальной связи по магнитному полю соединяемые линии за точкой пересече­ ния оканчиваются четвертьволновыми шлейфами (РДЛ — разомк­ нутым, а СЩЛ — закороченным). Возбуждение РДЛ с помощью НЩЛ выполняется также с ортогональным расположением осей (рис. 70, е). За точкой пересечения 1ЩЛ разомкнута вследствие плавного разнесения краев экранов НЩЛ. Рассмотренные устройст­ ва возбуждения имеют полосу рабочих частот величиной до ок­ тавы при малом уровне коэффициента отражения (для создания пе­ реходов между линиями необходимо вводить дополнительные эле­ менты согласования). Поэтому их можно использовать не только для коммутации функциональных узлов ОИС, но и для возбужде­ ния источников излучения на открытых РДЛ, которые являются эффективными антеннами благодаря максимальному «вытеснению»

Согласование нагрузки. Идея реализации согласованной нагруз­ ки на РДЛ состоит в том, что максимум электрического поля основ-

.ной волны локализован вблизи металлической поверхности ребра. Поэтому для эффективного поглощения на ребра наносят слои поглотителя, выполненные, например, из ферроэпоксидной смолы G металлическими добавками. На рис. 71, а показана конструкция согласованной нагрузки. На ее входе (со стороны НПЛ) поглощаю­ щие слои выполнены в виде клина. Ребро РДЛ, гальванически со­ единенное с проводником НПЛ, имеет длину 40 мм. Частотная ха­ рактеристика согласованной нагрузки (рис. 71, а) подтверждает удовлетворительное согласование нагрузки в .широкой полосе частот. Согласованная нагрузка непосредственно на РДЛ (исключе­ на неоднородность перехода в НПЛ) имеет КСВН менее 1,05. Дан­ ную нагрузку можно использовать не только как функциональную часть ОИС, но и в качестве навесного элемента в плоскостной ИС СВЧ, а также в разного рода сложных активных устройствах, при­ меняемых в ОИС КВЧ.

Делители мощности. Одним из главных БЭ ОИС являются син­ фазные делители (сумматоры) мощности. Они выполняют функции распределения СВЧ-сигнала в вертикальной плоскости ОИС (меж­ этажные связи). На рис. 71,6 показана конструкция делителя мощности с НПЛ на^РДЛ. Входом является 50-омная НПЛ, которая

ортогонально расположена к выходам на РДЛ. Частотная характе­ ристика делителя мощности свидетельствует, что даже без приме­ нения дополнительных согласующих элементов он отлично функ­ ционирует в широкой полосе частот при малом коэффициенте отра­ жения.

Направленные ответвители (КО). Кроме своих обязанностей по направленному ответвлению мощности (рис. 72, а) в ОИС НО может выполнять и роль меж­ этажного перехода (рис. 72, б).

При реализации НО для плос-

ной для устройства на РДЛ. На рис. 72, а построена зависимость затухания от частоты для НО. Получить аналогичные харак­ теристики для НО на других типах ЛП — непростая задача. Необхо­ димо отметить также, что при некотором усложнении конструк­ ции НО имеют более высокие показатели.

можно рассматривать вычеты в полюсах. Таким образом, изменяя

ЛА

расположение нулей и полюсов zn (уп), можно варьировать свойства базового элемента на СНЛ. С позиций спектрального подхода все базовые элементы различаются только спектрами. Например, по­ лосовому фильтру соответствует одно расположение нулей и полю­

сов zn (г/ц), фильтру нижних частот — другое, направленному от­ ветвителю-т. третье. Процесс определения распределенных пара­ метров СНЛ во всех случаях одинаков. Из изложенного следует, что синтез базовых элементов на основе СНЛ выполняется в следу­ ющей последовательности: вначале формулируют целевую функцию,

находят спектры неодно­ родных линий, удовлетво­ р Р 7* ряющие целевой функции, по найденным спектрам определяют волновые со­ противления линий Wk (т), k = 1,2, ..., п, и находят распределенные параметры СНЛ. Проиллюстрируем данный подход к синтезу базовых элементов на при­

мере избирательного устройства с характеристикой полосно-про- иускающего фильтра.

Фильтр — это четырехполюсное устройство. Поэтому при реали­ зации его на основе восьмиполюсников возникает множество раз­ личных вариаций (см. табл. 1), и задача сводится к поиску наиболее приемлемых схемных решений. При равенстве сопротивлений источ­ ника и нагрузки Ri = RB коэффициент отражения четырехполюс­ ника, образованного на трехпроводной СНЛ, определяется выра­ жением

р __ (Zll Ян) (2 2 2 /?н) — 2J2

(zn -{- Ян) (z22 4- Ян) —

где Zki — элементы матрицы сопротивлений образованного четырех­ полюсника (см. табл. 1).

Конструкция фильтра на основе трехслойиой СНЛ с профили­ рованной диафрагмой изображена на рис. 73, а. Коэффициент отражения в соответствии с табл. 1

Из этого выражения следует, что в полосе заграждения (Г — 1) нули и полюсы z\\\ zn должны совпадать, а в полосе пропускания

затухания высокого порядка. При конструировании фильтров верх­ них частот следует уменьшать затухание в области высоких частот. В полосно-заграждающих фильтрах необходимо бороться с допол­ нительными участками заграждения.

Следует отметить, что в каждом конкретном случае необходимо стремиться к потенциальным (предельным) характеристикам с уче­ том габаритных размеров фильтров, надежности, технологичности, потерь в полосе пропускания и т. д.

Внастоящее время избирательные устройства конструируют из отрезков однородных линий передачи. Возможности таких линий почти исчерпаны. Начинается освоение неоднородных полосковых линий различного класса. В отличие от однородных линий элемент­ ная база неоднородных линий достаточно разнообразна, поэтому можно создавать фильтры, отвечающие самым высоким требованиям.

Восвоении неоднородных линий можно отметить несколько эта­ пов. На первом этапе освоения разрабатывалась методика синтеза фильтров на основе простейших элементов со ступенчатой, экспонен­ циальной, гиперболической и другими видами неоднородностей. Методика синтеза основывалась на приближенных расчетах мало­ элементных структур. Однако вскоре стало очевидно, что достигну­ ты предельные характеристики и полностью исчерпаны возможнос­ ти этих простейших элементов. Увеличение количества элементов

всоставе фильтров не приводило к существенным достижениям,

асохранение приближенных методов расчета фильтр,ов сопровожда­ лось невысокой достоверностью получаемых результатов. На вто­ ром этапе освоения основное внимание было уделено синтезу неод­ нородных линий с заданными свойствами. Итогом этого этапа яви­ лось создание достаточно полной «библиотеки» неоднородных линий.

Впоследнее время элементная база фильтров на полосковых линиях пополнилась многокомпонентными структурами, состоя­ щими из набора однородных и неоднородных линий. Синтез опти­ мальных многокомпонентных элементов выделился в самостоятель­ ную задачу.

Одной из основных проблем, стоящих перед разработчиком ча­ стотно-избирательных устройств на неоднородных полосковых лини­ ях, является совершенствование их конструкции и поиск методов расчета, гарантирующих реализацию в условиях серийного произ­ водства. Возрастает роль математических методов, опыта и интуи­ ции.

2.ПРИНЦИПЫ КОНСТРУИРОВАНИЯ

ИМЕТОДЫ РАСЧЕТА ФИЛЬТРОВ

Взависимости от структурной реализации фильтры можно раз­ делить на два класса. К первому классу относят фильтры каскадно­ го типа, а ко второму классу — фильтры на многопроводных линиях

сраспределенными связями.