Учебное пособие 1503

±12 В — имеет центрованную аналоговую цепь операционного усилителя; эти выходы проявляют устойчивость к пульсациям в их напряжениях питания;

+24В — интерфейсы внешнего процесса, которые имеют предел линии с низким уровнем сигнала +18 В. Логика +5 В должна быть отрегулирована самым тщательным образом.

Вначале выбираем ток считывания делителя напряжения — номинальное значение 1 мА. Определяем сопротивления резистора в нижнем плече делителя напряжения (R10 + R11):

R10+ R11 =Vref /Isense(est) =2,5 В / 1мА — 2,5 кОм.

Округляем это значение до 2,7 кОм.

Теперь добавим к делителю потенциометр на 1 кОм для подстройки конечных выходных напряжений на последнем этапе тестирования. Этот потенциометр подключается как реостат с подвижным контактом, соединенным с верхним выводом. Недостаток потенциометров заключается в том, что подвижный контакт создает “шум” в разомкнутых контурах. Подсоединение потенциометра описанным способом приводит к падению выходных напряжений при открывании подвижного контакта, В противном случае источник перейдет к своему максимальному рабочему циклу и выведет из строя нагрузки. Предположим, что потенциометр настроен на среднее положение; тогда сопротивлению становится равным:

R10 = 2,7 кОм - 500 Ом = 2,2 кОм.

Реальный считываемый ток будет:

Isense(ast) = Vref /(R10+ R11 )= 2,5 В / 2,7 кОм = 0,96 мА

(примем это значение).

Выбираем пропорции считываемого тока, который должен извлекаться из каждого выхода: +5 В — 60%; +12 В — 20%; +24 В — 20%. Определяем сопротивления резисторов в верхнем плече делителя:

21

Ru sense =(Vout - Vref) / (1% Isense(ast) ) ;

+5B: R7 = (5,0 - 2,5 В) / (0,6 • 0,96 мА) = 4340 Ом (принимаем 4,7 кОм);

+12В: R8 = (12,3 - 2,5 В) / (0,2 • 0,96 мА) = 51 кОм; +24В: R9 = (24,4 - 2,5 В) / (0,2 • 0,96 мА) =114 кОм (принимаем

110 кОм).

Вопрос компенсации контура обратной связи оставим на потом.

Секция входного фильтра

Емкость конденсатора входного фильтра рассчитывается по формуле:

Выбираем два оксидно-электролитических алюминиевых конденсатора с параметрами 100 мкФ, 50 В каждый и включаем их параллельно с керамическим конденсатором на

0,1 мкФ, 100 В.

Поскольку у нас имеется единственный входной провод с общим заземлением, используем кольцевой МРР-сердечник. Исследуя “Нормальные кривые намагничивания”, предоставленные производителем, находим, что 20 Э обеспечивают смещение постоянного тока менее, чем на половину магнитной индукции насыщения сердечника. Рекомендуемая величина магнитной проницаемости составляет 125 р. Примерный размер сердечника должен быть равен магнитному элементу под номером 55120-А2, использующему две жилы провода #20 по AWG. Необходимое количество витков определим по формуле:

Секция запуска

Несмотря на то, что входная линия имеет достаточно низкий уровень сигнала, чтобы извлекать весь ток смещения для запуска схемы управления и полевого МОП-транзистора, это приведет к напрасной трате примерно 1,2 Вт мощности или потере 4,2% КПД. Лучше использовать схемой запуска, которая обеспечивает ток от входа только в моменты запуска или ограничения перегрузки по току. В течение нормального функционирования схема управления и полевой МОПтранзистор могут получать питание от выхода на +12 В:

D1 — используем стабилитрон 1N5241 на 11 В,

500 мВт;

R1 = (18 В - 11 В) / 0,4 мА = 17,5 кОм (принимаем

18 кОм);

Q1 — используем MPSA05;

R2 = (18 В - 12 В) / 0,5 мА = 1,2 кОм;

D2 — используем 1N4148;

D3 — используем MBR030.

Компенсация контура обратной связи

Чтобы добиться самой лучшей стабилизации выхода и минимальной длительности переходных процессов, воспользуемся методом компенсации с одним полюсом и “нулем”. Кривые характеристики “схема управления — выход” для обратноходового преобразователя, управляемого в токовом режиме, имеют однополюсную природу, поэтому для компенсации следует использовать указанный выше метод. Выход +5 В — это выход самой большой мощности, который опрашивается наиболее интенсивно, поэтому он является первичным. Параметры полюса фильтра, нуля ESR и усиления постоянного тока таковы:

23

(при малой нагрузке 0,5А)

Кривые характеристики “схема управления - выход” показаны на рис. 4.

Частота перехода на усилении должна быть меньше, чем fsw/5 или fхо<40 кГц/ 5 = 8 кГц.

Oпределим усиление, необходимое для повышения функции замкнутого контра до 0 дБ при заданной частоте перехода:

Gхо = 20Log(fxo /fmi)) - GDC= 20Log(8000/144) - 9,94 дБ = 24,95 дБ

(необходимо только для графика Боде); Ахо = 52,4 (абсолютное усиление — потребуется позже).

Найдем “нуль” компенсационного усилителя ошибки в месте наименьшего продления полюса фильтра:

f ez =f fp = 36,2 Гц.

Найдем полюс компенсационного усилителя ошибки при самой низкой предполагаемой частоте “нуля”, обусловленной значением ESR конденсатора:

f ep = f p(EST) =20 кГц (приблизительно).

24

Рис. 4. Графики Боде усиления и фазы для примера проекта 3.15.2 {с компенсацией): а — диаграмма усиления; б — фазовая диаграмма

Зная сопротивление резистора в верхнем плече делителя напряжения +5 В (4,7 кОм), получаем:

25

Принимает С6 0,015мкФ

На этом завершается проектирование элементов компенсации контура обратной связи. Кривые для усилителя ошибки и общие графики также показаны на рис. 4.

С1, С4 — 0,1 мкФ, 100 В, керамические;

С2, СЗ — 100 мкФ, 50 В, оксидно-

электролитические алюминиевые;

С5 — 10 мкФ, 20 В, танталовый;

С6 — 0,015 мкФ, керамический;

С7 — 82 пФ, 50 В, керамический;

С8 — 0,022мкФ, 50 В, керамический;

С9 — 470 пФ, 50 В, керамический;

C10 — 47 мкФ, 35 В, танталовый;

С11 — 100 мкФ, 20 В, танталовый;

С12 — 0,1 мкФ, 50 В, керамический;

С13, С14 — 220 мкФ, 10 В, танталовые;

С15 — 100 мкФ, 20 В, танталовый;

D1 — 11В, 500 мВт, стабилитрон 1N5241;

D2 — 1N4148;

D3 — MBR030;

D4, D5, D7 —MUR110;

D6— 1N5824;

L1 — индуктор — см. текст выше;

26

Q1 — MPSA05;

Q2 — мощный полевой МОП-транзистор

MTP10N10M;

Rl, R4 — 18 кОм; 0,25 Вт;

R2 — 1,2 кОм; 0,5 Вт;

R3 — 270 кОм; 0,25 Вт;

R5 — 1 кОм; 0,25 Вт;

R6—120 Ом; 0,25 Вт;

R7 — 4,7 кОм; 0,25 Вт;

R8 —51 кОм; 0,25 Вт;

R9 — НО кОм; 0,25 Вт;

R10 — 1 кОм, переменное сопротивление;

R11 — 2,2 кОм; 0,25 Вт;

Т1 — трансформатор — по заказу;

U1 — микросхема UC3845AN.

27

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1.Хрусталёва З.А. Источники питания радиоаппаратуры [Текст]: учебник для студ. учреждений сред. проф. образования/ З.А. Хрусталёва, С.В.Парфёнов. - М.: Издательский центр «Академия», 2009. - 240с.

2.Браун М. Источники питания. Расчет и конструирование [Текст]: пер. с англ. / М. Браун. – К.: МК-Пресс, 2005. – 288 с.

3.Гончаров А. Особенности применения модулей вторичного электропитания с расширенным диапазоном входного напряжения [Текст] / А. Гончаров, О. Негреба // Современная электроника. – 2006. - №7. - С.40-42.

4.Семенов Б. Ю. Силовая электроника: от простого к сложному [Текст] / Б. Ю. Семенов. – М.: СОЛОН-Пресс, 2005.

–416 с.

5.Шихов С. Планарные трансформаторы на основе многослойных печатных платах [Текст] / С. Шихов // Компоненты и технологии. – 2003. - №6. - С.106-112.

6.Шихов С. Проектирование планарных силовых трансформаторов [Текст] / С. Шихов // Компоненты и технологии. – 2003. - №7. - С.106-111.

28

МЕТОДИЧЕСКИЕ УКАЗАНИЯ

к практическим занятиям по дисциплинам «Проектирование вторичных источников питания РЭС»

и«Источники питания приборов» для студентов направлений

11.03.03«Конструирование и технология электронных средств» и 12.03.01 «Приборостроение» всех форм обучения

Составитель

Самодуров Александр Сергеевич

В авторской редакции

Компьютерный набор А. С. Самодурова

Подписано к изданию 11.11.2021.

Уч.-изд. л. 1,8.

ФГБОУ ВО «Воронежский государственный технический университет»

394026 Воронеж, Московский просп., 14

29