книги / Цифровая обработка сигналов в измерительной технике
..pdfизмерений (один-два периода сигнала) наиболее целесообразным явля ется алгоритм корреляционной обработки сигналов. Для действующего значения сигнала корреляционный алгоритм (2) при цифровой обра ботке записывается следующим образом:
|
|
Nx = |
|
Sin И , + Р) = kxX, |
|
где |
р = ф*; k x — коэффициент передачи прибора. |
|
|||
Аналогично для |
мощности |
|
|||
|
|
|
2h |
<п—• |
|
|
|
Np==~ lT |
^ sin (2tû/* + ГО’ |
<l 10 |
|
где р (t) — мгновенная мощ |
|
||||
ность. Численное значение фа |
|
||||
зового сдвига Р будет опреде |
|
||||
лено ниже. |
|
|
|
|
|
В частном |
случае измере |
|
|||
ния мощности в цепях сину |
|
||||
соидального тока цифровая об |
|
||||
работка по такому |
алгоритму |
|
|||
(при |
выполнении |
условия |
|
||
Ф/ = |
0 либо |
фц = |
0) приво |
|
дит к результату
— — kpIÜ sïn (P ± q>).
В этой формуле необходимо брать (Р — ф) при ф* = 0 и (Р + ф ) при
=0. Из нее следует, что, если углу р придать два значения: рх = —л/2
иРг = 0, то в результате цифровой обработки по алгоритму (111) для каждого из двух значений р получим коды активной и реактивной мощ ностей:
Np = kpIU cos ф = |
kpP; |
Nq = ± kplU sin ф = =fc kpQ, |
|
Выражение (111) для выбранных |
значений P приобретает вид; |
||
Np = |
2k |
т~~* |
P VQ) COS 2Û)^; |
- 2 - |
S |
||
|
m |
<7=0 |
|
NQ = |
2k |
|
(O sin 2(S>tr |
|
|
В соответствии с этими выражениями значения мгновенной мощности p (tq), измеренные в моменты времени tq, необходимо умножить на значения нормированных гармоник cos 2Ы„ и sin 2atq в тех же точках tq и полученные' произведения просуммировать с учетом знаков 1351.
Структурная схема прибора, реализующего корреляционный спо соб, показана на рис. 14 137]. Напряжение и (t) и ток i (t) исследуе мой цепи подаются на АЦП1 и АЦП2 соответственно, где преобразу ются в коды в моменты времени tq. В зависимости от режима работы, прибора коды мгновенных значений либо с выхода одного из АЦП (при измёрении действующих значений напряжения или тока), либо-
с выходов обоих АЦП одновременно (при измерении мощности) пода
ются через коммутатор К, подключенный к блоку |
управления |
БУ, в арифметическое устройство АУу в котором они |
подвергаются |
соответствующей цифровой обработке. |
|
Результаты, полученные в гл. 1.7, показывают, что корреляцион ный способ измерения напряжения, тока и мощности обеспечивает хорошую помехозащищенность от высокочастотных помех, за исключе нием случая, когда помеха узкополосная и центральная частота ее
.лежит вблизи частоты сигнала © (а для мощности еще и вблизи частоты ■3®). В этом случае помехозащищенность отсутствует.
2.ЦИФРОВЫЕ ИЗМЕРИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ, ТОКА
ИМОЩНОСТИ В ЦЕПЯХ НЕСИНУСОИДАЛЬНОГО ТОКА
При измерении переменных токов и напряжений в цепях несинусо идального тока возникают следующие задачи:
измерение действующего значения; измерение среднего (или постоянной составляющей) и средневы-
прямленного значений; измерение максимального значения.
При измерении указанных характеристик мгновенные значения •информационных сигналов должны подвергаться цифровой' обработке s соответствии со следующими соотношениями:
*0 = kuX Q== ku— |
m—1 |
|
|
2 |
%[tç)\ |
||
|
|
л —п |
|
Структурная схема цифрового |
прибора, реализующего эти соот |
||
ношения, близка к показанной на |
рис. |
13. Она отличается более ши |
рокими функциональными возможностями АУ и алгоритмами цифро вой обработки мгновенных значений.
При анализе погрешностей прибора необходимо^ пользоваться ре зультатами, полученными для квадратичного алгоритма — при оцен ке погрешностей измерения действующего значения, для накопитель ного алгоритма — при оценке погрешности среднего и средневыпрямленного значений (см. гл. 1).
Для измерения максимального (пикового) значения напряжения вольтметр может быть снабжен цифровым компаратором (сравниваю щим устройством), в который вводятся последовательно коды всех мгновенных значений. Эти коды поочередно сравниваются друг с дру-; гом и больший из них по модулю сохраняется для сравнения с кодом; следующего мгновенного значения. В результате из ряда мгновенных' значений за время измерения (анализа) отбирается код максимального значения сигнала AfMaKC.*B случае необходимости вольтметр позволяет
определить коэффициенты амплитуды и формы ka= NMaKJN\ kA= = N/Ncp.
Хорошо известно применение алгоритма взаимно корреляционной цифровой обработки мгновенных значений напряжения и тока для из мерения активной мощности в цепях несинусоидального тока [76]:
k |
m“ 1 |
k„P. |
(112> |
|
= |
2 |
и (t„) i (g = |
||
m |
g=0 |
|
|
|
Возможны два варианта реализации этого алгоритма; преобразование мгновенных значений напряжения и тока в пропорциональные коды, которые затем перемножаются, и комбинированное использование времяимпульсного и частотно-импульсного преобразователей. Второй вариант цифровой обработки более рациональный, так как приводит к упрощению схемы прибора (отсутствует множительное устройство) и, что более важно, к отсутствию динамической погрешности второго рода (см. гл. 1.6). Применение подобного алгоритма цифровой обработки
возможно |
и для измерения |
реактивной мощности, если фазу одного |
|
-из сигналов — и (t) или |
i (i) — предварительно изменить на 90°. Од* |
||
нако оно |
наталкивается |
на |
серьезные трудности, вызванные тех |
нической сложностью построения фазосдвигающих устройств в диапа зоне низких и инфранизких частот, особенно несинусоидальных сиг налов..
Для измерения активной и реактивной мощностей основной гармо ники в цепях несинусоидального тока целесообразно использовать способ взаимно корреляционной обработки (3), сводящийся при циф ровой обработке к измерению взаимной корреляционной функции Rw между мгновенными значениями тока i (сùtq) и сдвинутыми по фазе
на угол Р мгновенными значениями напряжения и ((ùtg— Р) |
[36]: |
|||||
Д д а (Р > - 4 - S* *(“ <•) « (« * « -Р)- |
(113) |
|||||
|
|
|
|
гп |
<7=0 |
|
Представив в этом выражении ток и напряжение рядом Фурье |
||||||
|
|
оо |
|
|
|
|
t (co/g,) = |
£ |
Ломакс SÎn (V (ùtg -J- |
|
|||
|
|
v'=l |
|
|
|
|
U(COtq — P) = |
oo |
tfvMOKOsin (V(ùtq+ apxiv — vp), |
|
|||
S |
|
|||||
получим |
|
v=l |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
RfU (P) ^ |
m—l |
oo |
|
oo |
Ai'MaKc^viiQice Sin (v COtq-|- %v') X |
|
S |
S |
|
£ |
|
||
m |
cr=Ûv=l |
v'—l |
|
|
X sin (vcо/, + i|>«v — vp).
При m > 2 в сумме остаются только члены с v = v':
oo
RJU (P) = I1U1cos (ф! — P) + S WA cos (q>v — vp). v=2
В этом выражении первый член представляет полезную составляющую, второй член — погрешность, обусловленную нелинейными искаже ниями, которую можно вычислить по методике, изложенной в гл. 1.3, Полезную составляющую взаимно корреляционной функции пред
ставим в следующем виде:
Rw ф) = Р cos р -f Qsin р.
Д ля определения активной Р и реактивной Q мощностей необходимо иметь два значения взаимно корреляционной функции для двух углов •Pi и р„:
Rw (Pi) = |
Р cos pr + Qsin Pi*, Rw (P2) = P cos p2 + |
Qsin p2. |
|||
Решая |
совместно эти уравнения, находим |
|
|
||
|
Р = |
[Rw (Pi) sin р2 - |
R°w (р2) sin pj/[sin (p2 — Pi)]; |
(114) |
|
|
Q = |
[Rw (Pi) cos p2- |
R% (p2) cos PJ/lsin (pi - |
p2)]. |
(115) |
Таким |
образом, для определения активной и реактивной |
мощностей |
необходимо измерить взаимную корреляционную функцию между то- «ом и напряжением при двух значениях угла р, а затем вычислить по формулам (114) и (115). Если углы выбрать из условия pi = —р2 =
= р, то |
|
|
|
|
P = kp [Rw®l)+ R w (№ \ |
(П6) |
|
|
Q = AQ |
(Рх) — Rw (Рг)]> |
(117) |
тде kp = |
1/2 cos p и kQ — 1/2 sin p — коэффициенты пропорциональ |
||
ности. |
P следует выбирать таким, чтобы численные значения коэффи-1 |
||
Угол |
■циентов kp и kQбыли одного порядка, обеспечивая тем самым примерно' одинаковую чувствительность в измерении активной и реактивной
мощностей. С другой, стороны, угол р желательно выбирать |
из условия |
Р < :2я/от, чтобы избежать применения запоминающих |
устройств. |
Указанные условия легко выполняются при малом числе точек дискре тизации (от ^ 8 ... 12). Пусть, например, от = 10, тогда р < 360/10 < < 36°. Выбирая р = 35°, имеем достаточно близкие значения коэффи циентов: kp си 0,61 ; kç ~ 0,87. Если измерение мгновенных значений тока и напряжения проводить через один или несколько периодов вход ного сигнала (это возможно на частотах порядка нескольких десятков герц и выше), то угол р можно выбирать так, что Pi = 0 и р2 = я/2. В этом случае формулы (116) и (117) преобразуются к виду
P = Rw (Pi); |
Q — Rw (Рг). |
или |
|
P = Rw (Ps); |
Q = Rw (Pi). |
Измерение мгновенных значений тока и напряжения через один «ли несколько периодов позволяет не только упростить алгоритмы и схему прибора, но и расширить его частотный диапазон до несколь ких тысяч герц.
Принцип построения цифрового ваттметра, реализующего способ взаимно корреляционной обработки, в обобщенном виде описы вается структурной схемой (см. рис. 1) [39]. Особенность схемы состоит только в том, что импульсы запуска, формируемые БУ, подаются на один из двух АЦП, входящих в состав блока АЦП, с фазовым сдвигом ±Р по отношению к импульсам запуска второго АЦП, Коды мгновен ных значений напряжения и тока в т точках периода с выходов АЦП поступают в Л У, которым вначале определяются два значения взаим
но корреляционной функции Rw (рх) и Rw (Р2)> а затем активная и реактивная мощности по формулам (114) и (115). По найденным зна чениям активной и реактивной мощностей АУ вычисляет полную мощ ность и коэффициент мощности.
3. ЦИФРОВЫЕ ИЗМЕРИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ, ТОКА
ИМОЩНОСТИ ГАРМОНИЧЕСКИХ СОСТАВЛЯЮЩИХ
Вцифровых низкочастотных измерителях напряжения, тока и мощ ности отдельных гармоник целесообразно применение корреляционно го и взаимно корреляционного способов цифровой обработки мгновен ных значений сигналов. Корреляционный способ можно использовать
Рис. 15. Структурная схема цифрового измерителя амплитуд и фаз (а) и квадра турных составляющих амплитуд (б) гармоник
для измерения амплитуд и фаз гармоник, квадратурных составляющих вектора амплитуды, активной и реактивной мощностей.
Для измерения амплитуд отдельных гармоник исследуемого сигна ла можно применить корреляционный алгоритм цифровой обработки сигналов
|
о |
|
т —' |
|
(118) |
|
,-^VM3KC ~ *ТГ" |
S %(У sin (VCÛ/„ + Pv), |
|||
|
т |
<7=0 |
|
|
|
где Хумакс |
амплитуда |
гармоники; |
v — номер |
гармоники; |
|
sin (vcotq + |
Pv) — значения |
нормированной гармоники в точках дис |
|||
кретизации; |
pv — начальная фаза нормированной гармоники. |
Принцип построения цифрового прибора для измерения амплитуд гармоник исследуемого сигнала, например напряжения, поясним по
структурной |
схеме (рис. 15, |
а) [30]. Исследуемое напряжение и (/) |
|
подается на |
потенциальный |
(измерительный) вход АЦП и на вход |
|
БУ, формирующего т импульсов запуска |
АЦП в точках дискретиза |
||
ции tq и задающего номер исследуемой |
гармоники v. Шифратор Ш |
служит для задания.кода Nsq, пропорционального соответствующему значению sin (VCD^ + pv), с коэффициентом преобразования ks:
Nst = kssin (v(ùtq + Pv).
При поступлении первого импульса запуска (первый цикл) в момент шифратором в множительное устройство МУ вводится код
tfsl = M i n ( v - ^ + pv. ) ,
где Pvo — начальное значение угла pv, с которого начинается измере ние. Угол Pvo можно выбирать в пределах 0—90°, а затем вводить по* правку в зависимости от квадранта, в котором находится вектор изме ряемой гармоники. С целью уменьшения времени измерений целесо
образно выбрать pvo = 45°. |
|
|
напря |
|
С выхода АЦП в. МУ вводится код мгновенного значения |
||||
жения и (/) в точке |
tt |
|
|
|
|
Nui = kuu (2я/т), |
|
|
|
где ku — коэффициент преобразования АЦП. |
|
и за |
||
С выхода МУ на вход цифрового компаратора ЦК поступит |
||||
помнится в нем число импульсов |
|
|
||
ЛГи = (2kjm) NttiNsi = |
(2k/tn) и (2я/т) sin (v2я /m -f- p^)- |
|
||
где k = ÊUM MÎ |
— коэффициент передачи МУ. |
аналогично и |
||
Во второй точке дискретизации t2 прибор работает |
||||
в ЦК получим число Nn + |
Nu , где |
|
|
|
|
Na = |
(2k/m) Nu2Nà. |
|
|
В результате преобразований в т точках периода в |
ЦК будет за |
|||
фиксировано число |
|
|
|
|
После этого начинается второй цикл измерений, при котором прибор работает как и в первом цикле с той лишь разницей, что по сигналу
БУ в шифраторе вместо угла pvo |
устанавливается |
угол |
pvi = |
Pvo + |
||||
+ Дрх. Шаг квантования |
Дрх задается дискретизатором фазы |
ДФ. |
||||||
В конце второго цикла измерений в ЦК образуется число |
|
|||||||
'" S ' |
2 |
« (■$■ ?) sin |
|
-fc Pvi) . |
|
|
||
|
9=1 |
|
|
|
|
|
|
|
Угол pV2для третьего цикла измерений выбирается в зависимости |
||||||||
от соотношения Nvо и JVvi. Если |
Л/vo < |
JVVi, |
то третий |
цикл измере |
||||
ний приводится при большем значении угла |
pv (f$V2> |
Pvi). если же |
||||||
Nvo > Nvi, то — при |
меньшем |
значении |
угла |
pv (Pv2-< Pvi)• В |
||||
дальнейшем прибор работает аналогично до получения |
|
|
||||||
2 |
кл |
|
] Pv) = KH\ макс» |
|
||||
N у макс ~ k |
2j |
И (ifl) sin lytûtq |
|
|||||
m |
9=1 |
|
|
|
|
|
|
где pv = ipv.
В итоге в |
ЦК будет зафиксирован код амплитуды, а в шифраторе |
— код фазы |
v-й гармоники. Шаг квантования Âp может изменяться |
ДФ по сигналам ЦК в моменты изменения знака неравенства до вели чины Армин> определяемой требуемой точностью измерения началь ной фазы tila r квантования Ар можно изменять по определенному алгоритму, обеспечивающему либо максимальное быстродействие поиска максимума, либо наибольшую простоту аппаратурной реали зации.
Недостатком такого алгоритма является большое время измерения, обусловленное необходимостью перестройки pv и проведением повтор ных измерений для каждого' из этих значений. Время измерений можно значительно сократить’ до одного-двух периодов исследуемого сиг нала, если измерять не амплитуды гармоник, а их квадратурные сос тавляющие. Формулы для их определения получаются непосредствен
но из выражения (118), если в нем углу pv придать два значения, |
рав |
|
ные 0 и п/2: |
|
|
|
т - 1 |
|
Uvx = — |
Е м (tq) sin veut,,; |
(119) |
ш |
0=0 |
|
ичу = — |
m—1 |
|
Е « (tq) COS v<ù(q- |
(120) |
|
т |
(7=20 |
|
Имея квадратурные составляющие,.можно определить амплитуду со ответствующей гармоники
UVMQKC V u l + uly.
Одна из структурных схем цифрового прибора, реализующего соотношения (119), (120), показана на рис. 15, б. Исследуемое напря жение и (t) через ВУ поступает на АЦП и БУ, который задает мо менты дискретизации tQ напряжения и (t) и вводит в МУ1 и. МУ2 сшифратора Ш коды нормированных гармоник соответственно siriv©/^ и соsv<ùtq в этих же точках. На другие входы МУ поступают коды мгновенных значений и (tq). С выходов МУ коды произведений сум мируются с учетом.знака в реверсивных счетчиках РСч19 РСч2. В. ре зультате цифровой обработки т мгновенных значений в РСч1 и
РСн2 .будут зафиксированы |
коды квадратурных составляющих |
Vvx |
и VV Аналогично выглядят соотношения и схема измерителя |
для |
|
квадратурных составляющих |
гармоник тока. |
|
Активную и реактивную мощности отдельных гармоник также мож но выразить через квадратурные составляющие амплитуд тока и на
пряжения: |
|
|
Pv = ^ МаК2ЛшКС cos (ф„, - |
tv,) = |
~ VMaK^ ° 11CCOS tv« X |
X cos tv(. + .и.*ш*Г*ш* sin ^ |
sin |
= U^ + UV!)Ka_ . |
Qv = ^VM0t9c/vMai<c s i n (tv„ - b i ) = — |
-. |
Измерение мощностей гармоник по этим формулам сводится к измере нию квадратурных составляющих амплитуд тока и напряжения соот ветствующих гармоник и к вычислению активной и реактивной мощ ностей. Для вычисления произведений можно использовать те же МУ, что и в схеме на рис. 15. Для^определения знаков произведений в эту схему необходимо ввести блок логики, который бы по знакам квадра турных составляющих вырабатывал сигнал, управляющий режимом ра боты реверсивных счетчиков активной и реактивной мощностей. Как видно из приведенных соотношений, амплитуды гармонических состав ляющих (/умакс, активные Л, и реактивные Qv мощности вычисляются по квадратурным составляющим напряжения Uyxy Uyy и тока 1УХу 1уу. Так как квадратурные составляющие напряжения (119), (120) и тока определяются при помощи корреляционного алгоритма, то по грешности квадратурных составляющих ДUyXt ДUyy, А1УХ, А1п можно вычислить по формулам погрешностей корреляционного алго ритма, приведенным в гл. 1. Погрешности в амплитуде гармоник Д£Дмакс активной АРУ и реактивной AQVмощностей можно выразить через погрешности квадратурных составляющих напряжения и тока. Так,
Д^Лмакс = (U\xAUyx “Ь UyyAUytJ)jUV M 3K C •
П О С К О Л Ь К У |
и у х |
= U -т а к с COS |
= |
U |
\?макс Stn |
Т О |
A U vMaKC ” |
= cos яpuvAUyx + |
sin yjpuyAUyy. |
Используя |
соотношение |
| A cos a + |
|||
+ В sin a I ^ |
A2+ В2, находим |
|
|
|
|
||
|
|
Аймаке < |
V\AUyXf |
+ (AUyy)\ |
|
|
Аналогичным образом для погрешностей измерения активной и реактивной мощностей имеем
APV, AQv< [UwаксV (АЛ*)г + (Д/у„)а +
~Ь /\макс1^ (A f/v J t)2 "Ь (At/Vÿ)2}/2.
Достоинством рассмотренных алгоритмов цифровой обработки сиг* валов является возможность создания на их основе цифровых мульти* метров для измерения широкого спектра энергетических парамет ров.
4. ЦИФРОВЫЕ ИЗМЕРИТЕЛИ НЕСИММЕТРИИ ТРЕХФАЗНОЙ СИСТЕМЫ НАПРЯЖЕНИЙ
Исходными соотношениями, которые положены в основу работы измерителей несимметрии, являются
От = ф А + aÙB+ a*Üc)/3; |
(121) |
t/(2>= |
Фа + аЮв + aUc)l3; |
(122) |
Оф) = |
ф А + ÜB + Üc)l3, |
(123) |
где ÙA, Ùв, Ос — комплексные действующие значения фазных на |
||
пряжений трехфазной системы; 0 ^ , 0$), |
— комплексные дей |
ствующие значения напряжений прямой, обратной и нулевой последо-
вательностей; |
а — е/,2°* — оператор поворота на 120° или фазный |
множитель (а2 |
= е'240° = е~‘1ж). |
Рассмотрим два способа цифрового измерения симметричных состав ляющих, основанных на цифровой обработке мгновенных значений: не посредственного измерения и преобразования.
Первый способ состоит в непосредственном измерении симметрич ных составляющих по фазным напряжениям ил, ив и ис. Возможны два пути реализации этого способа:
измерение действующих значений фазных напряжений и их фазовых сдвигов относительно опорного напряжения, например ил, и вычисле ние по измеренным величинам действующих значений симметричных составляющих в соответствии с формулами (121) — (123). Для изме рения указанных величин можно использовать любые известные спо собы. Однако этот путь приводит к сложной аппаратурной реализации и поэтому здесь не рассматривается;
измерение квадратурных составляющих напряжений, входящих в выражения (121) — (123), и вычисление по ним действующих значе ний симметричных составляющих. Здесь также возможны различные варианты построения цифровых измерителей несимметрии. Рассмотрим некоторые из них, наиболее рациональные.
Перейдем в выражениях (121) — (123) к мгновенным значениям:
щ\) = |
[иа (at) + |
ив (at + 120°) 4-ис(ай — 120°)]/3; |
|
||
U(2) = |
[ил (©0 + |
ив (ай— 120°) + «с (at 4- 120°)1/3; |
|
||
|
«(0) = \UA (ай) 4- ив (a>t) 4* «с (ай)]/3. |
|
|
||
При синусоидальной формефазных напряжений эти выражения мо- |
|||||
жно еще более конкретизировать: |
|
|
|
||
«(1) = [l/лмакоSin (ай 4- фа) 4- Uваше sin (ай + фв 4- 1-20°) 4- |
|
||||
|
4- Vсмаке sin (ait 4- Фс— 120°)]/3; |
^ |
(124) |
||
и<2) = [t/лмакс sin (at 4- фл) + и Ваше sin (ай 4- фв— |
120 ) 4- |
|
|||
|
4- t/сиакс sin (at 4- Фс + 120°)]А |
|
(125) |
||
Под = |
[Бамако Sin (at 4- фа) + Бамако sin (ай 4- фв) + |
|
|||
|
4- UСаш» sin (ай + Фс)!/3- |
|
|
<126) |
|
В этом случае квадратурные* |
|
't- |
|
||
щих можно измерить по «выборочным» мгновсп |
|
|
|||
напряжений. Так, при a t = О |
|
|
|
||
|
U(l)l, = |
(UAy 4- Uваш + и * |
' |
|
(127) |
|
и ш = (UAy + У в т + U c n № |
|
|||
|
|
|
|||
при at ~ зт/2 |
Um ^ ( U Â;+ U B S + Ucy)l3, |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
U m = (U Ax + U » » * + и ^ |
3 ' |
|
|
U®, = (VAX + V w * +
V(0)x = (VAX + VB* + Ucx)/3-
G9J
Здесь |
введены |
следующие |
обозначения: |
ИАу = UAhük(1sin фд, |
|||||||||
UAx = UАчаксcos фд — квадратурные |
составляющие |
напряжения |
иА; |
||||||||||
аналогично |
UBS и |
UBx» Ucv и Ucx\ |
UBWB = |
|
^вмалс sin (оря + |
120°); |
|||||||
UBMX = Uвмаксcos (фв + 120P) — квадратурные |
|
составляющие |
сдвину |
||||||||||
того по фазе на 120° напряжения |
кв; |
Ùcmy = |
Ucumc sin (фс— 120°); |
||||||||||
Uc(i)x = ÙСмакеcos (фс — 120°) — квадратурные |
|
составляющие |
сдвину |
||||||||||
того по фазе н а —120° (или 240?) напряжения |
ис', Uвюу и UB(2>*. Uеду |
||||||||||||
и Ucwx — квадратурные составляющие сдвинутого по фазе |
на — 120° |
||||||||||||
|
|
|
|
(или |
+240°) |
напряжения |
|||||||
|
|
|
|
ив |
|
и |
на |
120° |
напряже |
||||
|
|
|
|
ния ис. |
|
|
|
ив |
и ис |
||||
|
|
|
|
|
Напряжения |
||||||||
|
|
|
|
можно сдвинуть по фазе на |
|||||||||
|
|
|
|
± |
120° |
.фазовращателями |
|||||||
|
|
|
|
на |
входе |
прибора, |
после |
||||||
|
|
|
|
чего |
|
следует |
просуммиро |
||||||
|
|
|
|
вать |
|
напряжения |
в соот |
||||||
|
|
|
|
ветствии |
|
с |
выражениями |
||||||
|
|
|
|
(124) — (126) |
и |
измерить |
|||||||
|
|
|
|
их |
|
.мгновенные |
значения |
||||||
|
|
|
|
при |
|
cat = |
0 |
и |
a>t = п/2. |
||||
|
|
|
|
По |
|
полученным |
квадра- |
||||||
|
|
|
|
Рис. |
16. |
Структурные |
|
схемы |
|||||
|
|
|
|
цифровых |
измерителей |
|
несим |
||||||
|
|
|
|
метрии с параллельной (а) и пос |
|||||||||
|
|
|
|
ледовательной |
(б) |
обработкой |
|||||||
|
|
|
|
«выборочных» мгновенных значе |
|||||||||
|
|
|
|
ний и преобразованием |
фаз (в) |
турным составляющим вычисляют действующие значения напряже ний прямой, обратной и нулевой последовательностей. Фазовый сдвиг на ± 120° возможен соответствующим смещением моментов ди скретизации, что значительно упрощает аппаратурную реализацию способа. В табл. 1 приведены моменты дискретизации, в которых изме ряются «выборочные» мгновенные значения фазных напряжений.
Структурная схема цифрового измерителя несимметрии, реализу
ющего рассмотренный |
способ |
цифровой обработки «выбороч |
|
ных» |
мгновенных значений фазных напряжений, показана на |
||
рис. |
16/ а [52]. |
иа, ив и |
ис поступают через трехканальное |
Фазные напряжения |
ВУ на блок трех однотипных АЦП. БУ задает моменты дискретиза ции каждого из напряжений относительно начала измерений в соот ветствии с табл. 1. Коды выборочных мгновенных значений с вы ходов блока АЦП поступают на ЛУ, где они вначале суммируются в соответствии с выражениями (127), (128), образуя коды KBaflpatypHbix составляющих. Затем по этим кодам вычисляются действующие зна чения симметричных составляющих, а если нужно, то и коэффициент несимметрии по формуле А„с = 0^
Аппаратурная реализация прибора значительно упрощается, ес ли от параллельной дискретизации «выборочных» мгновенных значе